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标题: 开关电源控制器TDA16846无源功率因数校正.转 [打印本页]
作者: my35474983    时间: 2006-5-21 14:50     标题: 开关电源控制器TDA16846无源功率因数校正.转

开关电源控制器TDA16846无源功率因数校正

       摘要:本文介绍SIEMENS公司提出的开关电源集成控制器TDA16846无源功率因数校正(PFC)电路原理及其在电视机开关电源中的应用。功率因数的改善是基于一个特殊的由电感,电容及二极管组成的充电泵电路,该电路在功率管的高压端兼起吸收缓冲作用,因此它具有输入谐波电流分量小,PF值高以及EMI小、电路简单、成本低和可靠性高等优点。这为电视机厂家提供了一个高效价廉的解决电源谐波问题的新方案。


        关键词:开关电源功率因数校正


        一、引言


        众所周知,目前电视机和大部分通用电器都广泛地从交流电网中提取电能经整流后变成直流电供全机使用,AC电源经桥式整流后常接一个滤波平整电容。由于该电容的存在,使整流臂的导通时间小于半个周期,因而做成输入电源电压是正弦形,而输入电流却是正负交替的脉冲形。后者导致大量电流谐波特别是三次谐波的产生,这既构成对电网效能的干扰和损害,又降低了本机功率因数,为此，我国跟欧美各国一样，已于去年12月1日起正式实施限制功耗大于75W的通用电器产品输入谐波电流的新规定。面对这种新情况,当前各电器厂家都必须考虑更新产品中的电源设备,尤其是对25英寸以上的彩色电视机,过去国内产品绝大部分都没有安装PFC电路,其PF值一般在0.55～0.65之间,输入电流谐波分量往往超出国家限定的标准,因此改进电源电路,增加PFC功能以便降低电视机的输入电流谐波分量是各厂家的当务之急。


        本文介绍由SIEMENS公司推出的与开关电源集成控制器TDA16846配合使用的一个无源功率因数校正(PFC)电路,该电路能将电源PF值提高到0.9以上,与有源PFC电路相比,它明显地具有结构简单,成本低,可靠性高,和EMI小等优点,因此对电视机厂家来说,不失为一个有效的解决电源谐波问题的可行方案。


        二、无源PFC电路工作原理介绍


        图1示出一个不含PFC的标准型电源电路的输入电压Vm和输入电流Im波形,Im只在Vm为正最大和负最大的一小段时间内流通,在这些时间以外,Im为零。这是因为此时的正弦电压输入值小于泸波电容上的电压,导致整流二极管不导通的缘故。



图1标准型电源中的输入电压和电流


        为了在图1中获得一个形似Imp的电流,我们引入充电泵的概念,即它的作用就是能够让输入电流从低压端流向高压端。图2示出一个简单的充电泵电路。图中电容C1受直流电压V1充电,电容C2则受直流电压V2充电。V1小于V2,在V1和V2之间的充电泵电路是由二个二极管D1和D2以及电容C3组成,电容C3相对于C1和C2都较小,从电压源V3进来的脉冲通过电容C3后加到D1和D2的连结点上。如果脉冲V3的幅度大于差值(V2－V1),那么就有



图2充电泵电路



图3RCD缓冲电路


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图4PFC充电泵电路


        可能让电流I1从较低的V1流向较高的V2。在每一周期内通过电容C3上的电荷Q3为:


        Q3=C3×(V3－(V2－V1))


        =C3×(V3＋V1－V2)


        假设V3的脉冲频率为f3,则充电泵的电流I1为:


        I1=C3×f3×(V3－V2＋V1)


        如果电压V1不是DC电压而是一个已整流的脉动电压,并且如果V3=V2,则由上式可知电流I1会是一个正弦波。图3示出基于TDA16846的反激式标准型开关电源电路,它含有一个常规的RCD缓冲电路用以消除开关管T漏极上的电压过冲。其实这个RCD缓冲电路完全可以用在图4中示出的一个由电感L,电容C及二极管D组成的充电泵电路所代替。这个充电泵电路是插入在桥式整流器（BR）,初级电容CP的正极和开关晶体管T漏极之间。现在BR代替了图2中的二极管D1，电感L的放入是为了避免功率管T导通后从Vmr产生大幅度电流脉冲对电容C充电。图2中的脉冲电压源V3现在由开关管漏极电压Vt代替。由于充电泵电路不仅具有PFC功能而且兼有缓冲器功能,因此图3中的RCD缓冲电路不再需要。

作者: my35474983    时间: 2006-5-21 14:51

这个充电泵可以阻止开关变压器由充磁突变为消磁的过程中，由于Ip的不连续而对电视机图象产生的低频干扰。因为当开关管截止，变压器的消磁过程开始时，二极管D导通，Ip可通过IpC形成一个LC振荡回路，保持了LP流通瞬时的连续性，这使得所生成的寄生干扰信号在频率和幅值上都大为下降，而且由于没有电阻成分参与，所以原则上不会损失能量．相比于原有的RCD缓冲器，其电源的转换效率将有所提高。图5从工作波形上详细地描述了PFC充电泵电路的原理和功能。假定输入AC电压为230V，在t0时刻开关管T受TDA16846的控制而导通。漏极电压Vt由约600V跳降到零伏。由于初级电感LP的存在，初级电流LP开始直线性上升。Vt的跳变同时通过电容C传送到L和D之间的连接点上（见图4），所以电压VP从400V降到近似－200V。由于负的VP电压，流过扼流圈L上的电流IL会逐步上升。并向电容C充电，这使VP在t0、t1期间有类似形状的少许爬升。这时二极管D是截止的,Id=0。

当开关变压器和扼流圈L的充磁阶段在t1时刻完成之后，开关管T受TDA16846的控制转为截止，漏极电流It=0。电压Vt及VP将急剧上升直到VP=VCP（400V）。此后Vt改为缓慢的爬升，而VP则保持在VCP电平上不变。与此同时电流IL（它早先是向电容器充电的）改为经过二极管D流进电容CP中。这使

开关电源控制器TDA16846无源功率因数校正电路的原理和应用



图5PFC充电泵电路的电压和电流波形

蕴含在L中的能量转移到CP中。利用这个原理，就使输入电流从较低的Vmr值流向电容CP上较高的VCP值。

从t1开始，由于二极管D的导通，由LP与C就形成一个回路，初级电流IP将流过LP，C和二极管D,一直到时间t2。而在t2时刻，次级二极管开始导通，变压器开始向次级绕组释放磁能。在t2t3的释放磁能阶段，初级电流IP很快下降为0，而扼流圈L的电流IL则逐步下降。但电压VP仍保持在VCP值上。从图5可知，当开关管的导通时间ton越长，则IL峰值越大，而ton是随着次级负载的加大以及随着输入电网电压的减少而加大的。亦即流入PFC充电泵电路的电流也会相应加大。但这不必担心扼流圈L的磁心会受饱和。因为IL的最大值总是受限制于电容C上的充电电流IC。图5同时画出PFC充电泵电路的下一个周期波形。此种波形通常会发生在输入AC电压为最大值时刻。此时VP在导通期t3t5内上升。但在中途t4处已达到固定值VCP。所以IC在时刻t4上变为0，而漏极电流It会有2个极大值。这是因为在t3t4期间，It为IP和－IC之和，而t4以后则It完全由IP独自提供。在此种波形中，IL不再周期性地返回到零值。

采用PFC充电泵电路的一大优点就是它的简单性和容易设计。事实上选择合适的L,C参数组合就能很快地把一个普通开关电源转换成PFC型。对于25～34英寸CTV一般选择L=1～2mH/2.2AC=10nF/600V,D可取快速恢复的耐高压（600V/5A）二极管，例如STTA506D或FUF5406,FUF5407等都可以。在试验中可应用示波器监测AC电源的输入电流波形，并调节电容C数值，以得到最佳的输入电流Imp波形（见图1）。



图6 含PFC充电泵的34英寸彩色电视机开关电源应用电路

三、应用实例

图6给出了一个含PFC充电泵的34英寸彩色电视机开关电源应用电路。该电源由以下部分组成，即：1）共模电源滤波器及桥式整流电路；2）由L905，C931，D910组成PFC电路；3）TDA16846开关电源控制器；4）600V/12A的MOSFETBUZ334；5）次级输出及光耦反馈控制电路。开关电源工作机理以及TDA16846的功能介绍请参阅[3]。这里要强调的是为了抑制开关电源的噪声，除在电源的输入端接入二个共模滤波器L901,L902及中心抽头落‘冷’地的二个电容C904、C905以外，我们还在初级电感LP与BUZ334漏极之间接入一只快速反向恢复二极管D908，用以防止漏极电压Vt的正上冲通过LP耦合到次级各输出绕组中。另外为了旁路一部分由漏极经C931，L905漏出至电网的高频脉冲分量以及减少纹波。我们接入了C906（220PF）和R932(1.8kΩ/2W)，经过这样处理后。用示波器监测，输入波形明显改善，谐波分量大为减少。同时电视机画面的干扰亮点变小，图象质量有所提高。实验还表明,该PFC电路对21英寸～25英寸CTV中小功率电
作者: my35474983    时间: 2006-5-21 14:51

这个充电泵可以阻止开关变压器由充磁突变为消磁的过程中，由于Ip的不连续而对电视机图象产生的低频干扰。因为当开关管截止，变压器的消磁过程开始时，二极管D导通，Ip可通过IpC形成一个LC振荡回路，保持了LP流通瞬时的连续性，这使得所生成的寄生干扰信号在频率和幅值上都大为下降，而且由于没有电阻成分参与，所以原则上不会损失能量．相比于原有的RCD缓冲器，其电源的转换效率将有所提高。图5从工作波形上详细地描述了PFC充电泵电路的原理和功能。假定输入AC电压为230V，在t0时刻开关管T受TDA16846的控制而导通。漏极电压Vt由约600V跳降到零伏。由于初级电感LP的存在，初级电流LP开始直线性上升。Vt的跳变同时通过电容C传送到L和D之间的连接点上（见图4），所以电压VP从400V降到近似－200V。由于负的VP电压，流过扼流圈L上的电流IL会逐步上升。并向电容C充电，这使VP在t0、t1期间有类似形状的少许爬升。这时二极管D是截止的,Id=0。

当开关变压器和扼流圈L的充磁阶段在t1时刻完成之后，开关管T受TDA16846的控制转为截止，漏极电流It=0。电压Vt及VP将急剧上升直到VP=VCP（400V）。此后Vt改为缓慢的爬升，而VP则保持在VCP电平上不变。与此同时电流IL（它早先是向电容器充电的）改为经过二极管D流进电容CP中。这使

开关电源控制器TDA16846无源功率因数校正电路的原理和应用



图5PFC充电泵电路的电压和电流波形

蕴含在L中的能量转移到CP中。利用这个原理，就使输入电流从较低的Vmr值流向电容CP上较高的VCP值。

从t1开始，由于二极管D的导通，由LP与C就形成一个回路，初级电流IP将流过LP，C和二极管D,一直到时间t2。而在t2时刻，次级二极管开始导通，变压器开始向次级绕组释放磁能。在t2t3的释放磁能阶段，初级电流IP很快下降为0，而扼流圈L的电流IL则逐步下降。但电压VP仍保持在VCP值上。从图5可知，当开关管的导通时间ton越长，则IL峰值越大，而ton是随着次级负载的加大以及随着输入电网电压的减少而加大的。亦即流入PFC充电泵电路的电流也会相应加大。但这不必担心扼流圈L的磁心会受饱和。因为IL的最大值总是受限制于电容C上的充电电流IC。图5同时画出PFC充电泵电路的下一个周期波形。此种波形通常会发生在输入AC电压为最大值时刻。此时VP在导通期t3t5内上升。但在中途t4处已达到固定值VCP。所以IC在时刻t4上变为0，而漏极电流It会有2个极大值。这是因为在t3t4期间，It为IP和－IC之和，而t4以后则It完全由IP独自提供。在此种波形中，IL不再周期性地返回到零值。

采用PFC充电泵电路的一大优点就是它的简单性和容易设计。事实上选择合适的L,C参数组合就能很快地把一个普通开关电源转换成PFC型。对于25～34英寸CTV一般选择L=1～2mH/2.2AC=10nF/600V,D可取快速恢复的耐高压（600V/5A）二极管，例如STTA506D或FUF5406,FUF5407等都可以。在试验中可应用示波器监测AC电源的输入电流波形，并调节电容C数值，以得到最佳的输入电流Imp波形（见图1）。



图6 含PFC充电泵的34英寸彩色电视机开关电源应用电路

三、应用实例

图6给出了一个含PFC充电泵的34英寸彩色电视机开关电源应用电路。该电源由以下部分组成，即：1）共模电源滤波器及桥式整流电路；2）由L905，C931，D910组成PFC电路；3）TDA16846开关电源控制器；4）600V/12A的MOSFETBUZ334；5）次级输出及光耦反馈控制电路。开关电源工作机理以及TDA16846的功能介绍请参阅[3]。这里要强调的是为了抑制开关电源的噪声，除在电源的输入端接入二个共模滤波器L901,L902及中心抽头落‘冷’地的二个电容C904、C905以外，我们还在初级电感LP与BUZ334漏极之间接入一只快速反向恢复二极管D908，用以防止漏极电压Vt的正上冲通过LP耦合到次级各输出绕组中。另外为了旁路一部分由漏极经C931，L905漏出至电网的高频脉冲分量以及减少纹波。我们接入了C906（220PF）和R932(1.8kΩ/2W)，经过这样处理后。用示波器监测，输入波形明显改善，谐波分量大为减少。同时电视机画面的干扰亮点变小，图象质量有所提高。实验还表明,该PFC电路对21英寸～25英寸CTV中小功率电




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