图 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 电路
从图 9.39 我们可以看出模拟结果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我们预测的 10.98kHz，因此可以继续分析。
图 9.39：Zo 与 CL="10nF" 时的 fp2 图
图 9.40：CL=10nF 时，Aol 修正曲线的 TINA 电路图
现在我们可以对 CL="10nF" 的实际 INA152 进行 TINA 模拟，并使用图 9.40 的电路将其与预测响应进行对比。
图 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲线的TINA 图
我们在图 9.42 中确定用于 CMOS RRO 运算放大器的输出引脚补偿方法。此方法的图形与适用于双极性发射极跟随器运算放大器的输出引脚补偿方法的图形非常类似。我们首先利用由 Zo 与 CL 造成的极点 fp2 修正运算放大器的最初 Aol 曲线（见图 9.41）。一旦创建了该曲线（修正 Aol，CL=10nF），我们就可以绘制从 CL="10nF" 的Aol 修正曲线与 0dB 交叉点开始的第二条曲线（最终修正 Aol）。从上述起点我们按照每十倍频程 -20dB 的斜率画到比 CL="10nF" 的Aol修正曲线的 0dB 交点低一个十倍频程的点(100kHz)。我们在 fzc1 极点将斜率修改为每十倍频程为 –40dB。我们在 fpc2 极点与原始 INA152 Aol 曲线相交。通过使极点和零点相互保持在一个十倍频程内以保持环路增益相位在环路增益带宽范围不低于 45 度，这样上述建议的最终 Aol 修正曲线符合我们所有经验标准。另外，我们建议的最终Aol曲线修正还满足在 fcl 极点闭合速率为每十倍频程 20dB 的一阶稳定性标准。
图 9.43：输出引脚补偿公式：CMOS RRO
我们在图 9.44 中建立一个 TINA Spice 电路，用于证明可以预测 Zo、CCO、RCO 及 CL对 Aol 曲线所产生的影响的公式。
图9.44：预测 Zo、CCO、RCO与CL 造成的Aol修正影响的 TINA 电路
图 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影响
我们从图 9.45 可以看出模拟结果，用于检查针对 Zo、CCO、RCO 与 CL的 Aol 修正公式。预测的 fpc2=1kHz，实际 fpc2=1.23kHz；预测的 fzc2=10kHz，实际 fzc2=10.25kHz；预测的fpc3=106kHz，实际 fpc3=105.80kHz。根据我们的等效 Zo 模型，我们的预测非常接近模拟结果。
图 9.46：最终Aol 修正预测
图 9.47 为采用最终输出引脚补偿的 AC 稳定性测试电路。最终可以产生由于输出引脚补偿与CL造成的Aol 修正曲线。
图 9.47：AC 稳定性电路：输出引脚补偿 图 9.48 说明采用输出引脚补偿方法的最终Aol 修正结果，其符合图 9.46 所示的一阶预测。
图 9.48：AC 稳定性图：输出引脚补偿
我们将采用图 9.49 的电路进行基于最终输出引脚补偿的瞬态稳定性测试。
图 9.49：瞬态稳定性测试：输出引脚补偿
图 9.50 的瞬态稳定性测试结果证明我们确实已经正确地为用于 CMOS RRO 差动放大器的输出引脚补偿方法选择了合理的补偿值。
图 9.50：瞬态稳定性结果：输出引脚补偿
图 9.51 的 TINA 电路使我们能够确定图 9.46 中的预测 Vout/Vin转移函数是否正确。
图 9.51：Vout/Vin AC 响应电路：输出引脚补偿
我们可以从图 9.52 看出针对由输出引脚补偿方法补偿之后的 INA152 电路的 Vout/Vin AC 闭环响应。图 9.46 的对比说明我们的预测响应符合模拟结果，闭环响应图从稍高于 35kHz 之处开始倾斜。
图 9.52：Vout/Vin AC 响应：输出引脚补偿
我们在图 9.53 中返回到最初的 CMOS RRO 应用并在 INA152 中增加输出引脚补偿，另外关闭整个环路，以便利用瞬态稳定性测试来检查稳定性。
图9.53：可编程电源：输出引脚补偿
图 9.54 表明，通过利用输出引脚补偿方法消除 INA152 输出的电容负载不稳定性，我们可以实现稳定的可编程电源。
图9.54：可编程电源：基于输出引脚补偿的瞬态稳定性测试
钽电容器简介
图 9.55：钽电容器与输出引脚补偿说明
| 欢迎光临 电子技术论坛_中国专业的电子工程师学习交流社区-中电网技术论坛 (http://bbs.eccn.com/) | Powered by Discuz! 7.0.0 |