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标题: AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关（上） [打印本页]

作者: forsuccess 时间: 2013-5-26 00:00 标题: AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关（上）

AD834是目前最快的四象限乘法器，可用带宽为800 MHz,相比之下，二象限乘法器AD539带宽为60 MHz,四象限乘法器AD734带宽为10 MHz,而四象限乘法器AD534带宽为1 MHz.单芯片结构和高速度使AD834非常适合平衡调制和解调、功率测量、增益控制和视频开关等高频应用，此类频率早已超过模拟乘法器的范围。
AD834并未牺牲精度来实现速度。与所有ADI乘法器一样，该器件在制造过程中使用激光调整对输入和输出失调执行零点校准，建立精确缩放。典型应用中，总静态误差可保持在±0.5%以下。
它提供商用、工业和军用温度范围内的8引脚塑封DIP、SOIC和陶瓷封装，采用±5 V电源供电。
使用AD834的主要挑战在于其电流模式输出级。为了尽可能维持最高带宽，AD834输出采用开路集电极的差分电流对形式。当需要较传统的接地基准电压输出时，这一形式很不方便。因此，本应用笔记讨论将上述电流精确转换为单端接地基准电压的方法。
这些应用包括宽带均方检波器、均方根-直流转换器、双宽带电压控制放大器、高速视频开关和变压器耦合输出电路。许多情况中，这些应用为用户提供了完整和成熟的解决方案，包括关键器件的建议电压源。
AD834概览
AD834是ADI公司不断追求高精度模拟信号处理的成果，图1以框图形式提供其示意图。具体而言，它融入了ADI二十年来在制造模拟乘法器方面的宝贵经验。器件使用激光调整薄膜电阻，通过3 GHz外延双极性晶体管工艺构建而成。由于特别注重细微之处，失真和噪声异常低。图2显示了较详细的简化电路示意图。

图1. AD834框图
将X和Y输入应用于具有285 跨阻和约25 k小信号输入电阻的高速电压电流(V/I)转换器。两个输入端的满量程输入电压为±1 V.输入偏置电流通常为45 A.因此，差分对两个输入端的直流电阻必须相等，以便将失调电压降至最低，正如运算放大器一样。输入端电阻还会将高频振荡的风险降至最低。使用建议的电源电压时，V/I转换器的共模范围为±1.2 V.在该范围内，差分输入呈现70 dB的共模抑制，对于< 100 kHz的范围是保守额定值。V/I转换器内的偶数阶失真本身较低，同时内置失真消除电路，通常可将奇数阶非线性减小至±0.05%.

图2. AD834简化原理图
乘法器内核是一种大家熟悉的跨导线性电路。跨导线性原理[Ref. 1]利用了双极性晶体管的基极-发射极电压(VBE)与集电极电流(Ic)之间的精密对数关系。跨导线性电路的输入和输出信号始终采用电流形式。内部节点的电压摆幅很小，因此不必对寄生结电容充电和放电，这也是带宽减小和压摆率受限的常见原因。所以跨导线性乘法器单元本身较快;也很容易实施成单芯片形式。不过，如果设计不仔细，这些器件可能引入失真。
该失真主要是由于内核晶体管内的发射极区域不匹配和电阻(欧姆)引起的(Ref. 2)。根据通道命名的传统惯例，如图2所示，X通道易受上述效应影响，而Y信号路径基本保持线性(四个输出器件Q3至Q6在许多方面类似于共基级或共源共栅电路)。因此，需要尽可能最低失真的信号应始终由Y通道处理。例如，在平衡调制器应用中，载波(本振电压)应施加于X输入，基带信号则施加于Y输入。
内核输出采用差分电流对形式。现在，这些电流的缩放通常通过在X输入端的V/I转换器内调节偏置电流来控制，该转换器还会决定以二极管形式连接的晶体管(Q1和Q2)内的电流。
在经典电压输出乘法器中，吸收不可避免的电阻不匹配所需的调节范围很小，此调整比例因子的方法可以接受。但在AD834中，传递函数涉及两个输入电压VX和VY、调整电压(在带隙基准电压源电路内生成，调整至精确值，这里假设为1 V)和输出电流lW:

此表达式中，电阻值R决定输出电流的校准。制造时，薄膜电阻的初始不确定性可高达±20%,调整比例因子的常规方法会导致其他折衷(例如损失X输入V/I转换器内的可用信号范围)。
因此，AD834在内核后使用"吉尔伯特增益单元"[Ref. 3]来提供有效值R的所需调节，此调节实际上通过调整电流IG,从而改变该单元的电流增益来实现。IG调整后，R有效值为250 Ω,当两个输入端均处于满量程值±1 V时，可产生±4 mA的满量程输出电流。典型电流增益为1.6,由于此类型的放大器很快且会缓冲内核输出，乘法器的总体带宽实际上强于直接使用内核输出。
来自内核的偏置电流和增益设置电流IG产生较大稳定电流(通常为8.5 mA)，该电流流入输出W1和W2(引脚4和5)。仅将差分输出精确指定为±4 mA.
输出电流可用各种方式转换回至电压。最简单的情况下，可能使用连接到正电源的负载电阻，但这些电阻不会将(两个)差分输出转换为单端电压。
为了让AD834正常工作，必须将输出引脚(4和5)拉至V+以上，以避免Q7至Q10发生饱和。为了免去独立电源的麻烦，此处包含的几个电路使用与AD834正电源引脚(6)串联的降压电阻;高于去耦所需值。
该降压电阻降低了引脚6的电压，从而为输出晶体管提供了额外偏置余量。例如，在图3所示的均方电路中，169 Ω降压电阻两端的11 mA静态电流产生1.86 V的裕量。由于仅旨在对电源进行去耦，与引脚3的负电源串联连接的去耦电阻仅为10 Ω。

图3. 直流至500 MHz均方电路
本应用笔记大部分是关于载入输出的更有效方式。例如，由于经过完全校准，两个或更多个AD834的输出可通过并联连接来精确求和，如本应用笔记稍后讨论的均方根应用。
均方检波器
首先我们来讨论一下均方检波器(图3)，其输出是与输入功率成正比的直流电压。该电路仅需要校准信号发生器和直流电压表就能说明AD834的超高速特性，因此非常有用。
输入信号被施加于并联连接的X和Y输入。瞬时输出电流因此与输入电压的平方成正比。幅度为A的正弦输入电压的平方是两倍频率下的失调余弦：

如果AD834的输入具有上述正弦形式，则瞬时输出电流(使用公式1)便为：

对于最大1 V幅度的正弦曲线，其平均值仅为2 mA.
在AD834引脚4和5两端测得的满量程差分电压因此为2 mA× (50 Ω+ 50Ω)，即200 mV.该平均值由低通滤波器提取，低通滤波器由4.7uF 0.022 F(AVX器件#SR505E475MMAA和#SR505a223JAA)电容配合50 Ω集电极负载电阻(具有约650 Hz的-3 dB频率)构成。
由于4.7uF电容使用紧凑但有损的Z5U电介质材料，而22 uF电容使用在最高频率下也能确保良好滤波的高Q NPO电介质，两个电容并联连接。请注意，4.7uF电容的容差为-20%至+80%,因此其-3 dB频率不精确，不过通常并不需要器件具有精确特性。进一步滤波由从AD711运算放大器的反馈电阻分流的电容执行，电容配置为具有65 Hz的-3 dB频率。
由于电路有限地求平均值，低频输入下将产生一些纹波。
对于所示电路，1 kHz输入将产生均方值加-42 dB 2 kHz纹波;对于100 kHz输入，纹波仅为-80 dB.由于输出带宽受限，可以使用具有充足共模范围的通用低速运算放大器，从而消除电平转换需要。放大器差分增益可适当选择以提供方便的比例因子。
图3所示电路的满量程增益如下计算。1 V(峰值)正弦输入的平均输出电流为±2 mA,在每个50 输出负载电阻两端产生±100 mV电压或200 mV差分电压。放大器配置为2.5的差分增益(反馈电阻对源电阻)，从而对1 V rms输入产生0.5 V直流输出的电路增益。
该电路的带宽由封装电容和电感限制。在8引脚cerdip封装中，由于封装谐振，乘法器响应通常在500 MHz开始上升，在800 MHz到达峰值，然后滚降。输入端的24.9 电阻抑制谐振，产生在800 MHz前基本平坦的响应。(表贴封装AD834的封装电感不同。)图4显示了整个频率范围内三种不同功率电平的结果，使用图5所示的测试配置。
忽略与高阻抗输入串联的24.9 电阻，图3所示均方电路的输入电阻为50 .由于满量程输入范围为±1 V,在正弦输入假设下，50Ω输入负载的最大可测量功率为10 mW(20 dBm)。

图4. 均方电路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm输入功率电平下的频率响应

图5. 测试配置
为获得更大的输入范围，输入端具有50Ω串联电阻的分压器将缩减AD834上的电压，同时维持适当的端接电阻。例如，如果将输入信号施加于与5Ω接地电阻串联的45 Ω电阻，则从分压器中间节点截取AD834输入将给输入信号带来20 dB的衰减，同时维持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接电阻。
低功率信号的检测受限于运算放大器的直流失调和共模抑制。例如，运算放大器内仅存在1 mV失调时，对应于50Ω两端22.4 mV rms的-20 dBm信号将产生4.5%的误差。如果AD834 X通道失调仅为2 mV,可产生10%的误差。
均方根-直流转换器
均方根(rms)电路(图6)不仅仅是在上述均方检波器电路后添加平方根电路。频率响应由前端平方器和输出滤波器决定。根据均方说明，平方器在超过500 MHz后起作用，而较低的-3 dB频率响应为340 Hz (100 Ω和4.7iF)。请注意，输入端的电阻分压器网络决定满量程输入电压为±2 V峰值。
平方根函数通过在AD711运算放大器的反馈环路内对AD834求平方来执行。2N3904晶体管起缓冲器的作用。用于平方根部分的AD834缓冲输出与X和Y通道输入间的电阻分压器网络(两个100 Ω)决定输出调整为±2 V满量程。
对两个AD834的输出求电流差。由于激光调整后AD834输出信号电流缩放具有高精度，可实现精确的输出求差和求和。AD711迫使两个AD834信号电流间的差异趋于零。零点校准中的任何误差会在两个100 Ω上拉电阻两端产生电压。
通过15 kΩ、85 kΩ和0.1uF网络执行额外滤波和电平转换后，残余误差由整个AD711开环增益放大。放大后的误差信号迫使反馈环路内AD834的输出匹配均方AD834的输出。当均方根电路输出等于电路输入均方函数的平方根以及均方根函数时，误差归零。
小信号电平下电路的精度受限于不可避免的失调电压。虽然均方函数的标称0 V输入(1 mV误差)产生1 uV输出误差，同样的输入误差通过平方根电路却可产生31.6 mV的输出误差。

图6. 直流至500 MHz均方根-直流转换器
直流耦合VCA应用
如果无法排除AD834的直流响应，由于高速运算放大器共模范围通常不足，必须使用某一形式的无源或有源电平转换。以下应用显示了在宽带电压控制放大器方案中使用有源或无源电平转换电路的情形。
使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器图7显示了使用无源网络作为电平转换器的电路示意图。
此处选择的运算放大器为AD5539.

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