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标题: AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关（下） [打印本页]

作者: forsuccess 时间: 2013-5-26 00:02 标题: AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关（下）

图7. 使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器
AD5539使用与AD834相同的工艺构建，在高闭环增益下提供2 GHz的增益带宽积。与大多数运算放大器不同，AD5539拥有接地引脚和全NPN输出级，以"A类"方式工作以实现器件的高速度(参见图8)。更细致的考察显示，输出节点与输入间以及这些电压与地之间存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常规属性在使用时需要特别小心。

图8. ADS539运算放大器原理示意图
首先考虑A类输出级的后果。大多数运算放大器中，负载上的输出既可"上拉"也可"下拉",但NPN发射极-跟随器输出级只能上拉。AD5539具有2 k的内部下拉电阻(R11)，仅可供应2或3毫安的电流。通用高速乘法器摆幅至少必须能够达到±1 V,同时驱动最低50 的负载电阻。在此输出电平下，负载电流为±20 mA,因此必须通过外部下拉电阻供应。事实上，下拉电流必须远大于该值，且需要仔细考虑。
图9显示了计算方法。425 mV电压源为"IBRC",即AD834的稳定电流8.5 mA乘以负载电阻RC,此处设置为50Ω.当满量程输出电流为+4 mA时，图9(a)中的200 mV电源为"IWRC"发生器。由此计算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.
接下来计算W2处的电压。由于理想运算放大器的输入电流为零，W2上无负载，电压为V2乘以125/(125 + 50)的衰减比，即4.125 V.由于理想运算放大器的输入电压为零，W1处于相同电压下，因此现在可以计算出上部50 电阻中的电流为(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同样，运算放大器输入端基本上无电流，因此25 mA全部流入125 的反馈电阻，从而在两端产生3.125 V的压降。最后，用W1处的电压(4.125 V)减去此压降，计算出输出为+1 V.
注意此时的结果有些出乎意料：尽管20 mA的电流流入负载，25 mA的较大电流却流入反馈电阻!这一异常事件状态是由于将比例因子减小至预期值所需的反馈电阻具有极低值，并且AD834输出端所需的相对较大电压确保了输出W1和W2的正确偏置。因此，即使负载仅需20 mA的源电流，仍需要在下拉电阻RP内提供至少5 mA,以偏置AD5539内的输出发射极-跟随器。当AD834的输出电流反向时情况变得更严重，因为现在需要在50负载中提供20 mA吸电流，而且反馈电阻两端的电压更高了。
这一情况如图9(b)所示。计算过程与前述相同，我们发现，反馈电阻内的电流现为39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的负载电流，并在反馈路径内另外提供大约40 mA,同时两端电压为5 V.这要求RP = 83 Ω。实际上，该值应略低一些，以防止压摆率限制下降时间。另外，反馈电阻将从125Ω升至133Ω,以在上述大负载条件下补偿AD5539的有限增益。如果求50Ω 负载、70Ω下拉电阻和约150Ω有效反馈电阻的并联和，放大器上的实际负载仅为24 !
AD5539在大于5的未补偿增益下性能稳定，此电路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω网络通过放弃足够的开环增益执行补偿，以便在驱动50Ω负载时实现稳定的性能。对于更高的阻抗负载，可能需要减少10Ω补偿电阻。

图9. 用于计算下拉电阻值的等效电路
节点W1和W2之间是电平转换网络，平均电压约为+4 V,连接至接近地电压的AD5539输入端。采用所示值，运算放大器输入设置为稍低于地电压(约-460 mV)。该网络将低频开环增益减半，当AD5539输入端存在失调电压时这对直流精度有一些影响。如果输出失调较为重要，应插入与3.74 k电阻串联的500 电位器，并且将滚动条设置为-6 V.
接着将X和Y输入设置为零，调节零输出。
另外请注意，AD834上的"内部"引脚X1和Y2应接地，以便将高频馈通降至最低;通过切换W1和W2校正X输入端的最终反相。
图10显示当输入脉冲施加于X输入以及Y输入设置为+1 V时的脉冲响应，指示6 ms的上升时间。

图10. 直流至60 MHz电压控制放大器的脉冲响应
图11显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。0 V情况下，调节Y输入以将输入失调归零。请注意，高频馈通小于满量程的-65 dB (f < 3 MHz)。

图11. 直流至60 MHz电压控制放大器的频率响应
使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器。
图12(a)显示了使用PNP晶体管作为共基级或共源共栅电路的有源电平转换器。此处，通过三个理想电流源模拟AD834,两个用于8.5 mA偏置电流，一个用于±4 mA差分信号电流。晶体管基极连接到+ 5V,无信号时，发射极电位保持5.7 V在电阻R1和R2两端产生3.3 V的电压。图12(b)显示的是一个等效电路。

图12. 使用有源电平转换器的AD834输出级
信号电流发生器为零时，求解流入发射极的电流，得出等效直流偏置电流为7.17 mA.在交流域内，对于信号电流发生器，R1和R2均连接到低阻抗节点。通过检查，原始信号电流已按以下比例缩放：

由于AD834输出具有极高输出阻抗，可忽略等效串联电阻。假定正常，R3两端流入共源共栅电路发射极的7.17mA全部流出共源共栅电路集电极。R3两端电压则为：

运算放大器输入低于地电压350 mV,且在宽带放大器的共模范围内。
只要用户不建立任何杂散极点，配置为共源共栅电路的晶体管的带宽为晶体管单位增益频率(fT)。选择R1和R2时，如果其并联和对于晶体管寄生发射极-基极电容过大，或者R3对于晶体管寄生集电极-基极电容过大，将产生降低电路频率响应的干扰极点。

图13. 使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器
使用有源PNP电平转换器时的另一潜在缺点是共源共栅电路发射极的振荡。双极性结型晶体管发射极的输入阻抗在接近其增益带宽积(fT)的频率下为感性，而AD834输出为容性。由于系统具有高带宽，这些阻抗可导致振荡。
为防止此类振荡，图12中的发射极利用R2与AD834输出隔离。这可以防止振荡，同时提供公式4中叙述的信号衰减(增益控制)。2N3906提供无谐振或振荡时的宽带电平转换。使用其他晶体管时必须格外谨慎。
共源共栅电路集电极上的信号电流现在以差分电流形式馈入宽带放大器，形成图13所示的电压转换器配置。此配置类似于由运算放大器驱动的电流电压转换器，该转换器通常跟随在电流输出乘法数模转换器之后。
AD9617是驱动电流电压转换器的极佳选择。AD9617是第二代跨导放大器(也称为电流反馈和TZ放大器)，拥有完全互补输出级(不同于AD5539)，针对400反馈电阻进行了优化。
AD9617输入直接连接到共源共栅电路集电极。运算放大器在输入节点间建立虚拟短路，迫使所有信号电流流入反馈路径。转换器差分跨阻为400.所需缩放可通过上述R1和R2衰减网络获得。AD9617输出端的电路满量程增益(X = Y= 1 V)如下计算：

即反转端接电阻后为1.04 V.实际电路显示了更接近一的满量程增益。
图14显示了施加于X输入的满量程阶跃响应(-1 V至+ 1 V)及设置为+1 V的Y输入，证明电路上升时间不足2 ns,并呈现出一些过冲，但未发生振铃。请注意输出在500 V/s以上摆动。

图14. 宽带VCA的阶跃响应
图15显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。Y输入实际被调节至将输入失调归零。请注意，电路具有500 MHz的小信号带宽(输入功率电平为0 dBm)。该带宽可在反相节点利用两个1 pF电容来实现。高频馈通小于满量程的-80 dB(f < 2 MHz)。

图15. 宽带VCA的频率响应
AD834用作视频开关
将0 V和+1 V施加于用作栅极控制的X通道，并将视频信号施加于Y通道时，AD834便成为高速视频开关。图16通过以ECL开关为中心的高速电流开关电路说明这一概念。电流流经Q1或Q2,具体取决于输入电压。电流开关可确保干净快速地切换至已决定的电平(+ 1 V与地)，使用户可对栅极输入执行过驱和欠驱。

图16. AD834用作高速视频开关
栅极电路输入从+1 V升至+2 V时，AD834接通。在1 V以下，Q1几乎吸收来自216 电阻的所有电流;2N3906晶体管关断。此状态下，从X2输入至地的100 Ω电阻准确关闭Y通道，同时Y通道馈通至在-50 dB下测量的输出。Q2基极保持在1.6 V时，晶体管发射极电位为2.35 V.在独立于栅极输入高电平的X2输入下，261 Ω电阻稳定的10.2 mA(减去基极电流)在100Ω电阻两端产生+1 V电压。
图17显示了1.5 ns上升时间脉冲选通200 MHz信号的示波器照片。所得包络上升时间为2.7 ns;下降时间为3.0 ns.尽管开关信号可能更慢，AD834输出级应具有大于100 MHz的带宽，以便维持3.5 ns的包络上升时间。

图17. 视频开关上升时间
交流输出耦合法
许多应用中，输出端的直流分量可以丢弃。此类情况下，宽带缓冲器可容易地交流耦合到AD834输出。以下电路显示了使用简单的变压器和巴伦作为无源、交流耦合输出电路。
变压器耦合输出
图18显示了中心抽头输出变压器的使用，该器件在输出端W1和W2提供必要的直流负载条件，并且设计成通过选择适当的匝数比匹配所需的负载阻抗。变压器设计的具体选择完全取决于应用。变压器也可在输入端使用。中心抽头变压器可减少高频失真，通过驱动平衡信号输入降低高频馈通。合适的中心抽头变压器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作频率范围为0.04 MHz至250 MHz.

图18. AD834与变压器耦合输出
巴伦耦合输出
图19显示了使用隔直电容来消除直流失调，并使用巴伦(特别有效的变压器)将差分(或平衡)信号转换为单端(或不平衡)输出的电路。巴伦由长度较短的传输线路构成，线路缠绕在环形铁氧体磁芯上，用于将"平衡"输出转换为"不平衡"输出。

图19. AD834与巴伦耦合输出
尽管使用的符号与变压器相同，工作模式却大相径庭。首先，负载现在应等于线路的特性阻抗，尽管线路长度较短时此条件通常并不重要。集电极负载电阻RC也可选择成反向端接线路，同样，该条件仅适用于使用长电气线路时。
大多数情况下，RC应为直流条件允许的最大值，以便将负载的功率损失降至最低。线路可以是小型同轴电缆或双绞线。

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