宽带宽无线发射器常用模拟正交调制器（AQM）把复合（I + j*Q）基带信号转换为射频（RF）。AQM内含一个本机振荡器（LO）输入、一个生成两个LO 90度异相的分相器、两个混频器（每个混频器将基带信号混频为射频）以及一个组合两个信号的加法器（图1）。
图 1 模拟正交调制器系统结构图
就一个完美匹配I和Q通路的理想AQM而言，基带信号的wBB频率复频为：
根据基带Q的不同符号，得到wBB - wRF或者wBB + wRF RF输出的单频
但是，实际状况不见得理想，有三种可能出现的误差：
基带DC偏差
I和Q分支之间的增益错配
LO相位误差
图2数学方法表示。
图 2 有偏差、增益及相位误差的AQM的数学表示
DC 偏移会与 LO 混频，产生 LO 馈通，即wLO的频率。I和Q分支的DC偏移加入正交，形成以下的LO馈通振幅：
通过在基带信号中添加一个反向偏差，可对LO馈通进行校正。许多双高速DAC或集成发射器解决方案，例如：TI的AFE7071等，都包括生成校正用基带偏差的数字电路。找到I和Q基带信号最佳DC偏差值的一种简单方法是，监测LO馈通振幅，并反复地改变首个I DC偏差，然后再改变Q DC偏差，最终找到最小LO馈通（图3）。在pass 1期间，Q DC偏差保持不变，而对I DC偏差进行扫描，直到找到最小LO馈通为止。在pass 2期间，I DC偏差值维持在最低限度，而对Q DC偏差进行扫描，直到找到最小LO馈通为止。在理想情况下，每个I和Q仅需要一个pass，但首批2个pass期间LO馈通最小值所产生的测量误差，通常亦意味需要3个或者4个pass。
图 3 本机振荡器馈通校正过程
增益和相位误差会导致无用混频器抵销不完全的结果—剩余量称作边带抑制（SBS）。上下边带振幅以基带Q输入的增益误差G和I分支混频器LO的相位误差？（弧度）作为开始，其为：
在这种情况下，低边带主导，而边带抑制为一个比率：
或者也可以用dBc表示：
图4显示dBc和相位及振幅误差表示边带抑制的比较情况。
图 4 边带抑制（dBc）对比相位及振幅误差
使用上述类似方法求解LO馈通时，通过改变基带信号的增益和相位来抵消AQM的增益和相位误差，可以校正边带抑制（SBS）。如TI的DAC34SH84等高速插值数模转换器（DAC），包含了一些生成DC偏差、基带信号增益和相位变化的数字电路，从而可以轻松修正AQM的缺陷。
尽管LO馈通和SBS均可在任何状态下获得完美的校正，但最佳校正值会随电源电压、温度、RF和基带频率、LO功率等而变化。通常，仅在制造期间进行一次校正，之后，在系统起动时，再对这些值进行存储和编程。在一次性校正以后，LO馈通和SBS的温度、电压和LO功率差异通常会在AQM数据表曲线图中标明（参见TI TRF3705数据表图33-44）。LO馈通和SBS通常会好于–50 dBc（比未校正值好10-15 dB）。
