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标题: 使用有源匹配和新型放大器实现宽频带输入匹配Z（第2/2部分） [打印本页]

作者: Bazinga 时间: 2014-8-23 19:29 标题: 使用有源匹配和新型放大器实现宽频带输入匹配Z（第2/2部分）

第一部分综述了使用一个FDA实现单端转差分的两个选择，其中只使用一个FDA而没有平衡-不平衡变压器的典型方案包括一个附加电阻器接地，以获得部分输入阻抗匹配。第2部分将消除该电阻器，以复用新器件的独特宽频带共模带宽，并显示该简化型“有源平衡-不平衡变压器”实现的潜在设计范围和性能。

FDA输入提供的有源输入匹配

认真观察图4（第1部分）中的输入网络来寻找信号通路，输入阻抗与50Ω值的实际匹配并非一目了然。该电路的一个有趣方面是，由于共模回路的作用，朝Rg1看的输入阻抗高于实体电阻器值。

如果输出Vcm电压在单端输入信号改变时保持固定，则求和点的平均输入电压必须随输入电压而改变。所以要增加输入电压就要同时增加Rg1另一侧的电压。这具有阻碍电流流入Rg1元件的效应，使得该通路表现为较之于期望更高的阻抗。正是典型FDA方案的有源输入阻抗方面提供了该拓扑，所以难以对闭合式解决方案进行分析。

如果设计人员想获得与Rs匹配的输入阻抗和从Rg1至差分输出电压的目标增益Av，一种方法当是Rf元件选择只是为了满足其他约束条件时求解所需的Rt元件。该结果是由式(1)给出的Rt的二次解（参考7）。

式1

该式在设计需要选择反馈电阻器(Rf)时极为有用。例如，使用一个基于电流反馈(CFA)的FDA来实现图4就希望使Rf接近建议值，以保证最佳频率响应。其他情况可能包括，出于载荷考虑而需要避免非常低的值和/或出于噪声缘故而需要避免非常高的值。无论是哪种情况，使用式1求解图4中的Rt终端元件，然后代入式2和式3，获得Rg1和Rg2值。

式2

式3

这些解给出了典型FDA单端转差分设计的一个非常一般的解集，如果根本不使用Rt元件会怎样？使用该元件的目的常常是限制输入匹配偏离，例如向Rg1看进去的有源匹配由于低内部共模回路而在较低频率时偏离。这种情况就是实际上几乎所有FDA都具有相对低的共模回路带宽，并有可能需要Rt元件来保持可接受输入匹配至更高频率。

对于图7所示的ISL55210，直至高频率的优异匹配来自>1.5GHz小信号共模回路带宽，其使向Rg1看进去的阻抗保持非常接近该拓扑的设计值。借助这一宽带宽，如果Rf元件不需要像使用基于VFA的器件那样受约束，则如果该匹配能够保持，消除Rt元件就应当降低图4电路的噪声。求解无穷Rt就是对式1的零系数有效地求解分母。
有源平衡-不平衡变压器单端转差分实现的设计方程式

从式1的Rt一般解开始，并通过将系数的分母设为零，求解无穷Rt得到所需的Rf和Rg1元件值以命中与Rs匹配的输入阻抗，以及从Rg1至差分输出(Av)（由式4和式5给出）的电压增益。

式4

式5

然后由Rg2 = Rg1 + Rs获得差分反馈平衡。在第1部分中增益为20V/V的示例中继续使Rs = 50Ω可获得图8的建议解决方案。

图8.没有Rt元件的26dB增益设计，只使用对Rg1的有源匹配

从图8可立即发现到Rg1元件的值非常低。这使所有电阻器值极大地按比例减小，从而减小它们在该方案中的噪声贡献。第二个发现是该实现的噪声增益比图4的更典型电路有显著下降，该电路包括一个Rt元件，用来改进对更典型FDA器件的匹配。

该实现的噪声增益为15.7V/V，图8提供相同的信号增益，但噪声增益减小到11V/V。这一切都源于消除Rt元件并应当降低输出点噪声，同时更低的噪声增益还应当扩展带宽（与第1部分所示的典型单端转差分实现相比）。

噪声增益实际上变为1+Av/2，且频率响应对图8的实现确实扩展到更高频率，如图9所示，另外图中还显示了来自第1部分的两个预备方案。

图9.采用ISL55210的3种可能26dB增益实现的响应比较

该图显示F-3dB带宽从220MHz扩展到约450MHz。由此得到的输出噪声也比典型FDA方案有显著下降，变得相当接近图10所示的平衡-不平衡变压器输入方案。

图10.输出点噪声比较

最后要注意的是，如果需要，ISL55210的>1.5GHz共模回路带宽能够将该4.6Ω实体Rg1转换为看似50Ω输入匹配的结果。图11显示了非常清晰的结果，将会得到工作台测量的证实。

图11.50Ω输入26dB增益设计的输入阻抗比较

虽然不像输入点具有附加Rt至接地的典型设计那样好（在仿真中），但图8的有源平衡-不平衡变压器电路保持好于20dB的回损直至500MHz。这远远超过了平衡-不平衡变压器输入设计，且输出噪声只略高一点。
使用有源平衡-不平衡变压器的设计增益扫描

保持目标50Ω输入匹配并从14dB到34dB以2dB步长扫描目标增益可获得实现该方案所需的精确元件值（参见表1），计算时使用式3和式4。请注意，这些电阻器值适用于任何电压反馈FDA，而期望的信号通路F-3dB带宽只适用于极宽带ISL55210。

估计带宽并不严格遵循4GHz ISL55210的增益带宽积，而这对去补偿VFA器件为典型情况。图12显示了对应于表1增益步长的系列响应曲线。

表1.对使用一个FDA的有源平衡-不平衡设计扫描增益元件值

图12.使用ISL55210的设计增益的估计频率响应曲线

继续看26dB示例，用两个24.9Ω串联输出电阻器建立起通向一个输出平衡-不平衡变压器（参考9）的通路，使单端信号返回进入50Ω负载，图13显示了响应比较。在这里，从输出引脚至负载的估计6.4dB插入损耗返回进入测量的数据，以便与图9的仿真响应进行比较。由于ADT1-1WT滚降(rolloff)，在略高的频带限制响应下测得略低的增益。

图13.图8的频率响应折算到输出引脚

利用输入阻抗测量结果继续该比较可得到图14的曲线，其中的两个仿真和工作台电路板从信号通路中的10nF电容改变为1uF，显示更好的匹配直至更低频率。

图14.图8的有源平衡-不平衡电路的输入阻抗测量与仿真结果比较

在这之后，从1MHz至200MHz的仿真阻抗由于仿真模型中没有寄生电路板电容而可能向下偏离。请注意以50Ω为中心的+/-2Ω偏离直至400MHz，这好于图8电路的34dB回损测试结果。使用图8和ISL55210的实现，该26dB增益的噪声系数测量值<7dB（参考8）。

但是这与预备FDA器件比起来如何？比较在使用极高差分带宽(>5GHz)器件的该相同电路（图8）中测量的输入阻抗可获得图15的曲线。

图15.26dB增益50Ω输入有源平衡-不平衡变压器设计比较

从此图容易看出输入终端的Rt分流部分为什么得到普遍使用（以更高输出噪声和闭环带宽下降的代价）。使用52Ω频率的比率，可为预备器件的这一未规定参数估计得到400MHz内部共模带宽。这仍然提供好于20dB的回损直至100MHz。
有源平衡-不平衡变压器电路的更低增益实现

图12的参数化响应曲线预言接近平坦的响应直至1GHz，其间增益为16dB并使用表1中对应该增益的元件值。在专用有源平衡-不平衡变压器电路板上（参考9）上实现16.4dB设计得到图16的仿真电路。

该电路旨在模拟该较低增益应用于驱动双重终止50Ω输出网络的性能。虽然输出侧平衡-不平衡变压器是一个极宽带1:1元件，但其将设置每个频率极值的仿真和测量滚降（参考10）。图17的比较曲线显示有少量共振引起测量响应在1Ghz处倒退达到峰值。

图16.仿真中匹配负载EVM电路的10.2dB净增益

图17.有源平衡-不平衡EVM电路板的更低增益响应测量与仿真结果

这些曲线显示平坦度在4MHz - 600MHz频宽范围内近似-1dB。对于FDA输出，响应将显著更宽，其低端由电容器设置，高端一直平坦至900MHz（参考9）。使用HP4195网络分析仪对该电路的输入阻抗进行最终检查显示，在3MHz - 300MHz频宽范围内存在几乎完美的50Ω匹配，如图18的截屏所示。这里的标记是100MHz时显示50.3Ω和0.9deg。一直到该仪器的500MHz最大工作频率，输入阻抗只增加至53Ω。低频偏离同样是10nF阻隔电容器。

图18.图16的更低增益测试电路的输入阻抗
使用一个FDA的有源平衡-不平衡放大器实现的应用与选择

当需要在增益<18dB时实现阻抗输入匹配时，使用ISL55210的所示方案可提供远超任何平衡-不平衡变压器的响应平坦度和输入回损。该级不仅在有增益时执行非常好的单端转差分，还使负载与信号源隔离——平衡-不平衡变压器无法做到这一点。

设计方程式是电压反馈FDA固有的，但可在提供>1GHz的共模回路带宽的器件中得到最佳利用。由于设计方程式4和5是完全一般化的，所以可能需要对元件值进行调整，以适应所要求的输入阻抗和增益（75Ω数据见参考9）。信号带宽随增益的增加而下降，但折算到输入的噪声也将下降。可用于ISL55210的仿真模型有效地预言了宽设置范围上的性能，而此配置中的专用EVM（参考9）则有助于快速获得对不同设计点的工作台测量结果。

受益于该方案的潜在系统包括–

1. 通信接收器链，其最小尺寸和高度要求可受益于该方案没有平衡-不平衡变压器（条件允许时）。
2. 第2 Nyquist区ADC接口，使用简单接口（如图8所示）可通过带通滤波消除偶次失真项。
3. 用于脉管超声波的一级放大器，其中可能需要调整阻抗匹配，以适应这种不常用电缆的实际特征阻抗。
4. 磁共振成像(MRI)设备，获得超低噪声单端转差分级可受益于无需磁性元件（磁性元件不能用于这些强磁场应用）。

从电压反馈FDA的固有功能开始来实现这种有用的电路块，并扩大内部共模带宽，使之远高于先前的预期，为这种相对简单的解决方案应用于大量潜在应用打开了大门。

总结和结束语

该第2部分内容研究了几种传统的单端输入转差分输出方案，其中使用了日益普及的FDA器件，同时还研究了这种新的“有源平衡-不平衡变压器”设计，其中消除了传统设计的电阻器接地。对于最低输入折算噪声和偶次谐波抑制，输入升压平衡-不平衡变压器后跟一个差分I/O FDA或许应当采用的办法。对于单端转差分级中具有优异输入匹配的最宽增益平坦区域，可考虑文中详述的使用ISL55210的有源平衡-不平衡变压器方案。

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