上图所示为一个仪表放大器驱动一个单端输入的ADC的单电源电路，该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压，而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。一般在设计电路时，我们常常采用简单的方法为放大器和ADC提供参考电压，如电阻分压器等，这样会产生误差。
　　正确提供仪表放大器的参考电压
　　
　　一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗，因为它是一个输入端，所以使设计人员一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源，例如电阻分压器（如上图），这样在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重的误差。上图中，信号总增益G=（1+R5/RG+R6/RG）R2/R1，这里R2/R1=R4/R30参考电压输入端的增益为1（如果从低阻抗电压源输入），但是在上图电路中，仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连，这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比，还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4，那么该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值（50k，该电路表现为一个大小为电源电压的1/2的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。
　　
　　如果仪表放大器采用一个集成电路，则不能使用这种方法，此外，还要考虑分压电阻的温度系数应该与R4和减法器中的电阻保持一致，参考电压不可调。另一方面，如果尝试减小分压电阻的阻值使增加的电阻大小可忽略，这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。上图是一个解决此问题的好方法，在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器，这样会消除阻抗匹配和温度系数匹配问题，而且很容易对参考电压进行调节。当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能一个经常忽视的问题是电源电压Vs的噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端，实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压集成电路产生的参考电压，以代替Vs分压。
　　当设计带有仪表放大器
　　和运算放大器的电路时，这方面的考虑很重要，电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响，这是非常重要的，因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外，电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大，而且在适当的条件下会引起寄生振荡。
　　现有的放大器都提供频率相当低的电源电压抑制能力，一般PSR指标在80~100dB以上，可以将电源电压的变化影响衰减到1/10000~1/100000，当然要使用高频旁路电容。此外，当采用简单的电源电压电阻分压器并用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时，电源电压中的任何变化都会通过该电路不经过衰减直接进入仪表放大器的输出级，因此，除非提供低通滤波器，否则，集成电路优良的PSR性能会丢失。
　　
　　在上图中，在分压器的输出端增加一个大电容以滤除电源电压的变化，并且保证PSR性能。滤波器的-3dB极点由电阻Rl/R2并联和电容Cl决定，-3dB极点应该设置在最低有用频率的1/10处。图10中的CF值能够提供大约0.03Hz的-3dB极点频率，接在R3两端的0.01雾电容可使电阻的噪声最小，该滤波器充电需要10~15s的时间。
　　下图为对上图电路的改进，在下图中，运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用，它允许使用电容值小的电容对同样大的电源退耦，此外，有源滤波器可以用来提高Q值，从而加快导通时间。下图电路中，电源电压为12V时，对仪表放大器的6V参考电压提供滤波，将仪表放大器的增益设置为1，采用频率变化的1VP-P正弦信号调制12V电源，在这样的条件下，随着频率的减小到大约8Hz时，我们在示波器上就看不到AC信号了。当对仪表放大器施加低幅度输入信号时，该电路的测试电源电压范围是4~25V，电路的导通时间大约为2s.
　　
　　单电源运算放大器的退耦
　　最后，单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时，为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。一般常常是用l00k俚缱杓雾的电容提供Vs/2给运算放大器的同相输入端，使用小容量的电容对电源退偶耦通常是不够的，因为极点仅为32Hz，所以电路出现不稳定，特别是在驱动感性负载时。
　　
　　上图和下图所示分别为反相输入和同相输入时达到最佳退耦结果的Vs/2偏置电路，在两种情况中，偏置电压加在同相输入端，反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压，而且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容Cl使低频增益从BW3降到单位增益。一般采用100Ω电阻分压器时，为获得0.3Hz的-3dB截止频率，应当选用的C2最小为10μF.