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标题: 驱动LED串的DCM升压转换器简化分析 [打印本页]
作者: forsuccess    时间: 2014-12-31 23:28     标题: 驱动LED串的DCM升压转换器简化分析

本文的第1部分专门对驱动LED串的升压转换器进行了理论分析。激发这项研究的是稳定汽车应用背光驱动器环路的需求。由于应用了脉宽调制（PWM）进行调光控制，环路控制就是一项会影响最终性能的重要设计考虑因素。第2部分介绍应用的方案，并将对比验证测量的频率响应与理论推导数值。
　　LED调光控制系统电路图
　　高亮度白光LED的模拟调光会产生色偏。PWM数字调光控制是预防色偏的首选调光方法，因为发光强度将是平均流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。
　　图1代表的是汽车应用LED调光控制系统，其在关闭模式下静态电流消耗低于10 μA。它采用安森美半导体的NCV887300［1］ 1 MHz非同步升压控制器，此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT［2］白光高亮度LED。相应的电路板如图2所示。

　　


　　图1：应用了NCV887300的LED PWM调光控制电路。


　　


　　图2：NCV887300 LED演示电路板。


　　为了方便分析，下面列出了NCV887300控制器的关键参数：
　　- VIN = 13.2 V时，静态电流 （Iq） < 6 μA （-40 °C < TJ < 125 °C） 。
　　- EN/SYNC引脚：能够连接至外部TTL指令。引脚有双重功能，还支持振荡器同步至外部时钟
　　- ISNS：升压晶体管电流感测限流阈值电压为400 mV；内部斜坡补偿为130 mV/μs。
　　- VC：内部运算跨导放大器（OTA）补偿引脚。在封装引脚与放大器输出之间有一颗裸片级的542 W ESD中联保护电阻。典型跨导gm为1.2 mS。OTA提供100 μA汲电流/源电流能力。
　　- VFB：LED 电流感测电阻R29根据约200 mV的内部参考电压来调节。
　　图1所示LED PWM调光控制电路的设计目标及工作原理如下文所示。
　　设计目标
　　在6至18 V输入电压工作范围下，此电路在200 Hz PWM调光频率时能支持1000:1的PWM调光比，使得计算出的最小脉冲宽度为5 μs。工作频率为1 MHz的NCV887300能产生最少5个升压晶体管门脉冲，以维持提供给LED电流的输出电容电荷。需要不连续导电模式（DCM）升压拓扑结构来维持稳压，因为在每个门脉冲过后升压电感能量全部被释放。连续导电模式（CCM）拓扑结构会导致稳压性能较差，且带来不合要求的模拟调光，因为升压电感的能量增强惯性要求数个工作周期。
　　输出漏电流损耗必须减至最低，以帮助维持深度调光工作期间的输出电容电荷。漏电流导致LED PWM关闭时间期间出现一些输出电压放电，反过来产生一些模拟调光，使PWM恢复导通时间时补偿网络出现显著误差。
　　- 肖特基整流器遭受跟温度相关的大漏电流影响。为了将升压整流器漏电流减至最小，电路中选择了超快技术的升压整流器。
　　- 陶瓷电容的漏电流比电解电容低得多，是首选的输出升压电容。
　　- 输出过压监测电路电流消耗必须保持在最低值。利用接地之电阻分压器网络的监测电路是不适合的。此电路中选择了齐纳激发的过压检测电路，因为齐纳拐点（knee）电压比电池电压高得多，而漏电流极低。
　　电路工作信息
　　Q18阻断数字电流，用于PWM数字调光控制。当PWM指令为有源低电平时，D34将IC的VFB反馈控制电压钳位至低于控制器稳压点的值，并阻断升压IC GDRV FET门驱动信号。Q15用作补偿网络状态采样/维持功能，用于深度调光应用。通用在PWM调光期间断开补偿网络连接，反馈补偿电容电荷（C31及C32）被维持，而当PWM指令变为有源高电平时快速动态控制就恢复。
　　Q14与R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V逻辑PWM调光信号的电平转换，U7缓冲PWM信号以驱动双向开关Q15。
　　如果未检测到LED开路故障事件，将会导致过压工作条件。电流感测电阻R29电压反馈将为0 V，就会产生环路开路输出过压条件。电路中选择了分立无源元件以应用过压保护功能，在LED系统被从外部关闭时将输出漏电流损耗减至最小。D31齐纳二极管感测过压条件，通过将启用（enable）引脚拉为低电平、中断升压开关工作（D28），引发控制器IC的软启动（D29）。电阻R30为输出升压能量存储电容C22提供放电通道。
　　移除跳线J1将关闭LED链，以支持连接至VOUT端子与LED端子之间的外部负载。
　　电阻R44是频率响应分析仪在VFB与FB端子的信号注入点。它的存在不会影响系统环路响应。通过在R44两端注入频率响应分析仪信号，将可以测量控制输出（FB/VC端子）、放大器（VC/VFB）及闭环形式中的开路增益（FB/VFB）响应。
　　LED交流动态阻抗特性鉴定
　　根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线，可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗（见图3）。

　　


　　图3：电流感测反馈网络的电路内小信号响应。


　　闭环分析
　　第1部分的文章中推导出了控制输出（Vout）表达式H（s）。功率提供给LED串，但反馈控制项是LED电流感测电阻电压VRsense （见图4）。受控系统传递函数H（s）必须根据等式（1）来调整。

　　


　　图4. 电流感测反馈



　　


　　其中：

　　


　　


　　


　　


　　


　　


　　Vc可以从等式（8）获得。

　　


　　在热稳定的系统级工作条件下测量了LED动态阻抗、串联PWM晶体管及电流感测电阻参数。VIN = 12 V、Iout = 116 mA为工作参数。测得的开环响应Hc（s）波特图及测量结果如图5所示。表1列出了测得的参数，用于计算图1所示的电路图。

　　


　　图5. 控制至输出响应——测量结果与计算值对比


　　表1. 演示板电路参数


　　在高频时，理论计算与实证阶段测量值之间的差异变得明显。差异归因于等式（1）的调制传递函数分子中缺少RHPZ项，在参考资料［4］的简化计算中被描述为一项局限。
　　低频增益理论值与测量结果之前的些微差异（约1 dB）被观察到。升压电感、晶体管及整流器的工作损耗在推导直流工作点的过程中被忽略。如果顾及这样的损耗，占空比直流 工作点将会略大，导致低频增益减少。通过调整 等式（2）中的Vin （减小输入电压以减小电阻损耗）及Vout（增加输出电压以纳入升压二极管电压降）项，就可以观察到这一点。
　　系统性能
　　图1中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光工作波形如图6所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电，这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入，与钳位二极管D19串联连接，以限制补偿网络电荷耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值（无模拟调光）。
　　PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形（第6个脉冲），这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷，因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。

　　


　　图6：1000:1 200 Hz深度调光工作


　　结论
　　本文第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式在本文第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。我们探讨了200 Hz 1000:1深度调光能力的实际层面问题。我们得到了仿真和测量结果，与忽略相位误差的情况进行比较；由于理论表达式中缺少RHPZ项，导致高频时出现相位误差。1000:1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。



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