标题:
安森美半导体的高频准谐振反激式参考设计实现超高功率密度紧凑适配器
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作者:
ebacomms
时间:
2016-7-29 14:53
标题:
安森美半导体的高频准谐振反激式参考设计实现超高功率密度紧凑适配器
为提供更佳的用户体验,笔记本电脑及其适配器不断向小型化、高功率密度化方向发展,还需具备高平均能效和极低待机功耗,以符合日趋严格的各种能效法规。如于
2016
年
1
月
1
日生效的欧盟
CoCV5 Tier 2
规定,输出功率为
45 W
和
65W
的
AC-DC
适配器平均能效需分别达到
87.7%
和
89%
,待机功耗分别低于
75 mW
和
150mW
,并且还要求
10%
负载条件时的能效需分别达到
77.7%
和
77.5%
。
开关频率直接决定开关电源的功率密度,提高开关频率可有效地减小无源功率器件如变压器、输出电容的尺寸,从而提高功率密度;高功率密度应用仅满足能效规范远远不够,因为体积减小时,散热面积也相应减少,需提高能效以减少发热,减小对内部元器件寿命的影响;此外,工程师需将成本控制在合理范围内,以在竞争激烈的市场处于有利地位。
准谐振反激
+
同步整流
=
高功率密度适配器
LLC
拓扑结构可提供高频率和高能效,但其成本较高,且对输入电压范围有严格要求,不适用于笔记本电脑这一功率等级。采用准谐振反激式拓扑加上同步整流
(SR)
可轻松地设计出满足体积、能效、成本等要求的高功率密度适配器,如安森美半导体的高频准谐振反激式控制器
NCP1340
/1+SR
控制
IC
NCP4305/80
。
准谐振模式允许使用相对大的缓冲电容
Clump
,额外增加的
Clump (10-22pF)
可以减少
MOS
管关断损耗,减少电磁干扰
(EMI)
。准谐振反激有利于次极端加
SR
,可降低整流二极管导通损耗,减少次极端整流管尖峰电压,降低其耐压要求。
准谐振式反激电源损耗分析和设计要点
分析准谐振反激损耗旨在提高工作频率后再减少功率损耗。准谐振反激电源的损耗主要分布在初级
MOSFET
、尖峰吸收电路、变压器和输出整流。
1
.初级
MOSFET
损耗分析
初级
MOSFET
损耗主要包括导通损耗、开关损耗和驱动损耗。导通损耗由漏源导通阻抗
Rds(on)
和初级端均方根电流定义。对于开关损耗,由于
MOSFET
的结电容与其
Vds
电压成非线性比例,所以不能用简单的电容储能公式计算,需要将实际的结电容考虑进去,结电容可理解为
MOSFET DS
网络间等效的除了
MOSFET
内部的结电容外的其它电容。驱动损耗在开关频率较低时可以不作考虑,但在高频应用中不能忽略,它在
MOSFET
导通和关断时产生,主要取决于
MOSFET
总门极电荷
Qg
、开关频率和
IC
工作电压
Vcc
,损耗大部分消耗在驱动电阻上。
因此,对于
MOSFET
的选取,在高频应用中,
Rds(on) x Qg
乘积数越低越有利于降低导通损耗和驱动损耗。应选择体积小、薄且散热性好的低热阻封装。由于氮化镓
(GaN) MOSFET
具有更优的
Rds (on) x Qg
参数,可额外增加约
0.3%
的满载效率,而在成本允许的情况下,
GaN MOSFET
是理想的选择。
2.
尖峰吸收电路损耗分析
尖峰吸收电路主要用于钳制
MOS
管
Vds
电压,防止其过压击穿。电阻
-
电容
-
二极管
(RCD)
吸收和瞬态电压抑制器
(TVS)
吸收是两种常用的电路,其中
RCD
最为常用,可靠性较高。
对于
RCD
电路中,较大的吸收电容
C
可减少钳位电压纹波,但会增加待机功耗,所以
C
的选取一般以满载时
5%
至
10%
钳位电压纹波为宜。如果吸收电阻
R
较热,可减小变压器漏电感,选用
Trr
一致性好的慢管,可降低钳位电压,减少
R
损耗。
钳位电压方面,选择高的钳位电压可降低
RCD
吸收损耗,但需选高耐压
MOS
管,这会导致成本增加,而且变压器初级电流衰减速度会变快,次级整流电流上升斜率变陡,不利于
EMI
和次级同步整流效率优化。选择低的钳位电压,有利于
EMI
,次级同步整流控制,但
RCD
吸收损耗会增加。整流二极管
D
选用慢管可减少钳位电压和改善
EMI
,但二极管温升会较高。所以需综合考虑各方面影响,权衡择取。
3.
变压器损耗分析
变压器损耗主要包括磁芯损耗、线圈损耗和高频附加的磁芯及线圈损耗。对于
>300 KHz
应用,相比
TP4A, 3C90
或
3F3
,
3C95/P51
磁芯材料具有更低损耗。高频应用时,临近效应和趋肤效应导致绕线交流电阻增大,铜损增加,多股绞线将是非常不错的选择。
提高开关频率,可以减少变压器初级电感量,从而减少磁芯损耗。采用多股胶合线,减少趋肤效应,分开初级绕组
(
三明治绕法
)
以降低邻近效应。如安森美半导体的
45 W
参考设计选用
RM7
变压器,采用多股线加三明治绕法,初级端为
24
转
25x AWG#38
绞合线,次级端为
4
转
150x AWG#44
绞合线,采用
3C90
材料。
4.
输出整流损耗分析
输出整流通常有二极管整流和
SR
两种方案。由于
SR MOS
导通压降远低于二极管导通压降
Vd
,所以可比传统的二极管整流实现更高能效。
和初级
MOSFET
一样,
SR
损耗分为开关损耗
(
低压时可忽略不计
)
、驱动损耗
(
取决于
Qg
、开关频率及
Vcc)
和导通损耗。其中导通损耗包括
MOSFET
导通时的内阻损耗和体二极管在
MOSFET
导通前的导通损耗,体二极管导通损耗和
MOSFET
导通延时密切相关。安森美半导体的
NCP4305/80
系列同步整流控制
IC
具有极短导通延时,可调至
30 ns
,同时具有强大的驱动能力,能快速通断
SR MOSFET
。如在
45 W
参考设计中,
SR MOSFET
选用
NVMFS6B03NL
,内阻仅
4 mΩ
,
Qg 70.7nC
,若选用
GaN SR MOSFET
将可获得额外约
0.3%
的满载能效提升。
45 W
高功率密度适配器参考设计
该参考设计采用安森美半导体的
NCP1340
高频准谐振反激
+NCP43080 SR
架构
,
在能效和待机功耗方面彰显出色性能,提供
19 V/2.4 A
额定输出,
90-264 V
宽输入电压,体积仅
50 mm x 33 mm x 22 mm
,所需外围元件数少,满载能效超过
92%
,待机功耗低于
30 mW
,完全符合
CoC V5 Tier 2
能效要求。
其中
NCP1340/1
采用
SO-8
封装,高压启动,集成
X2
放电和欠压检测,运行达
6
个谷底锁定开关,可有效地解决因谷底数不稳定所产生的音频噪声问题,并通过最小频率钳位和
Quiet-Skip
运行消除噪声。人类能听到的频率范围是
20Hz
至
20kHz
,早期的跳周期控制
IC
将最低开关频率设置在
25 kHz
,但间隙工作频率通常会在
2 kHz
至
4 kHz
范围,所以一旦其进入跳周期模式,噪声还是很大的。
Quiet-Skip
将最大的间隙工作频率设置为
800 Hz
,虽然
800 Hz
仍在可听见的范围内,但其往往会与背景噪声很好的融合,所以不容易被察觉。
NCP1340/1
采用跳周期模式,电流消耗低,因而可实现低于
30 mW
的低待机功耗,具有频率抖动特性,可提升
EMI
性能,实测抖频功能可降低
AV
曲线低频段的峰值约
5 dB
。此外,
NCP1341
比
NCP1340
多了功率倍增模式,可提高瞬态带载能力,同时保持最小尺寸的变压器,实现
1.5
倍或
2
倍的额定功率输出,非常适合打印机、驱动电源等需要损失功率倍增的应用场合。
总结
设计高功率密度的适配器电源不但要满足更轻更薄的发展趋势以提升用户体验,还要符合日趋严格的能效要求,这对设计人员来说充满挑战。高频准谐振反激是适用于低于
65 W
的高功率密度电源适配器的拓扑结构之一。安森美半导体的
45 W
高功率密度参考设计采用准谐振反激
NCP1340
/1+
同步整流
NCP4305/80
的架构,可轻松设计出小巧、低成本的高能效高功率密度适配器,满载能效超过
92%
,待机功耗低于
30mW
,远远超越能效规范。
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