轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗。于是软开关技术就应运而生。
本文提出了一种带辅助绕组的Flyback零电压软开关实现方法。通过对该电路的工作原理分析及实验的结果，验证了该电路的可行性。
1 工作原理
图1所示的即为本文所提出的软开关电路，辅助绕组的匝数与输出绕组相同。开关管S1与S2互补导通，之间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。电路中激磁电感Lm的取值较小，使电流iLm可以反向以达到主开关S1的ZVS软开关条件，如图2（a）及图2（b）中iLm波形所示。由于电路在轻载及满载时的工作状况有略微不同，下文将具体分析电路轻载时的工作原理，满载时的工作原理将简要说明。考虑到开关的结电容以及死区时间，电路轻载时一个周期可以分为7个阶段，其各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理描述如下。 2）阶段2〔t1，t2〕S1关断后，激磁电感电流开始下降，其中一部分对S1的输出结电容充电，S1的漏源电压线性上升；同时另一部分通过变压器耦合到副边使S2的输出结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。同时二极管D也导通。 4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。激磁电感Lm承受反向电压nVo（n为变压器原副边匝数比），Lm上电流线性下降，t4时刻下降到零，通过开关管S2及二极管D的电流也同时下降到零，该阶段结束。 5）阶段5〔t4，t5〕通过二极管D的电流下降到零以后，二极管D自然关断。而S2继续导通，Lm上承受电压nVo，流过Lm的电流从零开始反向线性增加。t5时刻S2关断，该阶段结束。 6）阶段6〔t5，t6〕此时激磁电感Lm上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容放电，使S1的漏源电压可以近似认为线性下降；同时另一部分通过变压器耦合到副边对S2的输出结电容充电，使S2的漏源电压线性上升。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 以上分析的是电路轻载时的工作原理，电路满载时的工作原理与轻载时略有差别，即不存在二极管D电流下降到零自然关断的环节，二极管D的电流在开关管S2关断以后才逐步下降到零，如图2（b）所示。 2 软开关参数设计 这里软开关的参数设计主要是变压器激磁电感的设计。 激磁电感电流的峰峰值可以表示为 ΔILm=（VinDT）/Lm （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 则激磁电感电流的最大值和最小值可以表示为： ILmmax=(VinDT)/2Lm＋Io/n （2） ILmmin=(VinDT)/2Lm－Io/n （3） 式中：Io是负载电流。 这样S1的极限条件为 S2的极限条件为 式中：C1，C2分别为S1和S2的输出结电容。 由于在实际电路中死区时间比较小，因此可以近似认为在死区时间内电感Lm上的电流保持不变，即为一个恒流源对开关管的结电容进行放电。在这种情况下的软开关条件称为宽裕条件。 S1的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmintdead1 （6） S2的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmaxtdead2 （7） 式中：tdead1，tdead2分别为S1及S2开 通前的死区时间。 由于能量由电源向负载传送，即负载电流IO>0，比较式（2）与式（3）可知ILmmax>ILmmin，特别是在满载时，ILmmaxILmmin。所以S2的软开关实现比S1要容易得多。因此在具体的实验设计中，关键是要设计S1的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(6)及式(3)推算出激磁电感量Lm。在能实现软开关的前提下，Lm不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，使开关的导通损耗过大。 设计了一个48V输入、5V/5A输出的带辅助绕组的Flyback电路模型，给出了实验结果，进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin48V； 输出电压Vo5V； 输出电流Io0～5A； 工作频率f100kHz； 主开关S1，S2IRF730，IRFZ44； 激磁电感Lm70μH； 变压器原副边及辅助绕组匝数比26∶4∶4。 图4分别给出了轻载（1A）及满载（5A）时的 实验波形，从图4（g）～图4（j）可以看到开关管S1及S2在轻载和满载时都实现了软开关。 4 结语 本文分别分析了电路工作在轻载及满载时的情况，即输出整流二极管分别处于断续及连续状态，此两种状态分别有自己的优缺点，断续状态可以实现二极管的零电流关断，但其电流应力较高，而连续状态则刚好相反。因此，可以根据具体的需要，将电路设计在其中一个状态或跨越两种状态。
1）阶段1〔t0，t1〕该阶段S1导通，Lm承受输入电压，激磁电流iLm正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻S1关断，iLm达到最大值，该阶段结束。
7）阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。t7时刻接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，两个开关S1和S2都实现了软开关。
图3
从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由ILmmin使S1的输出结电容放电，同时通过变压器对S2的输出结电容充电来创造的；而S2的软开关条件是由ILmmax对S1的输出结电容充电，同时通过变压器使S2的输出结电容放电来创造的。S1及S2的软开关极限条件为储存在Lm上的能量对S1和S2的输出结电容充放电，足以令其中一结电容放电到零，而另一结电容充电到最大。
3 实验结果
2）阶段2〔t1，t2〕S1关断后，激磁电感电流开始下降，其中一部分对S1的输出结电容充电，S1的漏源电压线性上升；同时另一部分通过变压器耦合到副边使S2的输出结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。
3）阶段3〔t2，t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。同时二极管D也导通。
4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。激磁电感Lm承受反向电压nVo（n为变压器原副边匝数比），Lm上电流线性下降，t4时刻下降到零，通过开关管S2及二极管D的电流也同时下降到零，该阶段结束。
5）阶段5〔t4，t5〕通过二极管D的电流下降到零以后，二极管D自然关断。而S2继续导通，Lm上承受电压nVo，流过Lm的电流从零开始反向线性增加。t5时刻S2关断，该阶段结束。
6）阶段6〔t5，t6〕此时激磁电感Lm上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容放电，使S1的漏源电压可以近似认为线性下降；同时另一部分通过变压器耦合到副边对S2的输出结电容充电，使S2的漏源电压线性上升。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 以上分析的是电路轻载时的工作原理，电路满载时的工作原理与轻载时略有差别，即不存在二极管D电流下降到零自然关断的环节，二极管D的电流在开关管S2关断以后才逐步下降到零，如图2（b）所示。 2 软开关参数设计 这里软开关的参数设计主要是变压器激磁电感的设计。 激磁电感电流的峰峰值可以表示为 ΔILm=（VinDT）/Lm （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 则激磁电感电流的最大值和最小值可以表示为： ILmmax=(VinDT)/2Lm＋Io/n （2） ILmmin=(VinDT)/2Lm－Io/n （3） 式中：Io是负载电流。 这样S1的极限条件为 S2的极限条件为 式中：C1，C2分别为S1和S2的输出结电容。 由于在实际电路中死区时间比较小，因此可以近似认为在死区时间内电感Lm上的电流保持不变，即为一个恒流源对开关管的结电容进行放电。在这种情况下的软开关条件称为宽裕条件。 S1的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmintdead1 （6） S2的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmaxtdead2 （7） 式中：tdead1，tdead2分别为S1及S2开 通前的死区时间。 由于能量由电源向负载传送，即负载电流IO>0，比较式（2）与式（3）可知ILmmax>ILmmin，特别是在满载时，ILmmaxILmmin。所以S2的软开关实现比S1要容易得多。因此在具体的实验设计中，关键是要设计S1的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(6)及式(3)推算出激磁电感量Lm。在能实现软开关的前提下，Lm不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，使开关的导通损耗过大。 设计了一个48V输入、5V/5A输出的带辅助绕组的Flyback电路模型，给出了实验结果，进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin48V； 输出电压Vo5V； 输出电流Io0～5A； 工作频率f100kHz； 主开关S1，S2IRF730，IRFZ44； 激磁电感Lm70μH； 变压器原副边及辅助绕组匝数比26∶4∶4。 图4分别给出了轻载（1A）及满载（5A）时的 实验波形，从图4（g）～图4（j）可以看到开关管S1及S2在轻载和满载时都实现了软开关。 4 结语 本文分别分析了电路工作在轻载及满载时的情况，即输出整流二极管分别处于断续及连续状态，此两种状态分别有自己的优缺点，断续状态可以实现二极管的零电流关断，但其电流应力较高，而连续状态则刚好相反。因此，可以根据具体的需要，将电路设计在其中一个状态或跨越两种状态。
7）阶段7〔t6，t7〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。t7时刻接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，两个开关S1和S2都实现了软开关。
图3
从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由ILmmin使S1的输出结电容放电，同时通过变压器对S2的输出结电容充电来创造的；而S2的软开关条件是由ILmmax对S1的输出结电容充电，同时通过变压器使S2的输出结电容放电来创造的。S1及S2的软开关极限条件为储存在Lm上的能量对S1和S2的输出结电容充放电，足以令其中一结电容放电到零，而另一结电容充电到最大。
3 实验结果
以上分析的是电路轻载时的工作原理，电路满载时的工作原理与轻载时略有差别，即不存在二极管D电流下降到零自然关断的环节，二极管D的电流在开关管S2关断以后才逐步下降到零，如图2（b）所示。
2 软开关参数设计
这里软开关的参数设计主要是变压器激磁电感的设计。
激磁电感电流的峰峰值可以表示为
ΔILm=（VinDT）/Lm （1）
式中：D为占空比；
T为开关周期。
则激磁电感电流的最大值和最小值可以表示为：
ILmmax=(VinDT)/2Lm＋Io/n （2）
ILmmin=(VinDT)/2Lm－Io/n （3）
式中：Io是负载电流。 这样S1的极限条件为 S2的极限条件为 式中：C1，C2分别为S1和S2的输出结电容。 由于在实际电路中死区时间比较小，因此可以近似认为在死区时间内电感Lm上的电流保持不变，即为一个恒流源对开关管的结电容进行放电。在这种情况下的软开关条件称为宽裕条件。 S1的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmintdead1 （6） S2的宽裕条件为 (C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤ ILmmaxtdead2 （7） 式中：tdead1，tdead2分别为S1及S2开 通前的死区时间。 由于能量由电源向负载传送，即负载电流IO>0，比较式（2）与式（3）可知ILmmax>ILmmin，特别是在满载时，ILmmaxILmmin。所以S2的软开关实现比S1要容易得多。因此在具体的实验设计中，关键是要设计S1的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(6)及式(3)推算出激磁电感量Lm。在能实现软开关的前提下，Lm不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，使开关的导通损耗过大。 设计了一个48V输入、5V/5A输出的带辅助绕组的Flyback电路模型，给出了实验结果，进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin48V； 输出电压Vo5V； 输出电流Io0～5A； 工作频率f100kHz； 主开关S1，S2IRF730，IRFZ44； 激磁电感Lm70μH； 变压器原副边及辅助绕组匝数比26∶4∶4。 图4分别给出了轻载（1A）及满载（5A）时的 实验波形，从图4（g）～图4（j）可以看到开关管S1及S2在轻载和满载时都实现了软开关。 4 结语 本文分别分析了电路工作在轻载及满载时的情况，即输出整流二极管分别处于断续及连续状态，此两种状态分别有自己的优缺点，断续状态可以实现二极管的零电流关断，但其电流应力较高，而连续状态则刚好相反。因此，可以根据具体的需要，将电路设计在其中一个状态或跨越两种状态。
图3
从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由ILmmin使S1的输出结电容放电，同时通过变压器对S2的输出结电容充电来创造的；而S2的软开关条件是由ILmmax对S1的输出结电容充电，同时通过变压器使S2的输出结电容放电来创造的。S1及S2的软开关极限条件为储存在Lm上的能量对S1和S2的输出结电容充放电，足以令其中一结电容放电到零，而另一结电容充电到最大。
3 实验结果
这样S1的极限条件为
S2的极限条件为
式中：C1，C2分别为S1和S2的输出结电容。
由于在实际电路中死区时间比较小，因此可以近似认为在死区时间内电感Lm上的电流保持不变，即为一个恒流源对开关管的结电容进行放电。在这种情况下的软开关条件称为宽裕条件。
S1的宽裕条件为
(C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤
ILmmintdead1 （6）
S2的宽裕条件为
(C2/n2+C1)(nVo＋Vin)≤
ILmmaxtdead2 （7）
式中：tdead1，tdead2分别为S1及S2开
通前的死区时间。
由于能量由电源向负载传送，即负载电流IO>0，比较式（2）与式（3）可知ILmmax>ILmmin，特别是在满载时，ILmmaxILmmin。所以S2的软开关实现比S1要容易得多。因此在具体的实验设计中，关键是要设计S1的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(6)及式(3)推算出激磁电感量Lm。在能实现软开关的前提下，Lm不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，使开关的导通损耗过大。
3 实验结果
设计了一个48V输入、5V/5A输出的带辅助绕组的Flyback电路模型，给出了实验结果，进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：
输入电压Vin48V；
输出电压Vo5V；
输出电流Io0～5A；
工作频率f100kHz；
主开关S1，S2IRF730，IRFZ44；
激磁电感Lm70μH；
变压器原副边及辅助绕组匝数比26∶4∶4。
图4分别给出了轻载（1A）及满载（5A）时的
实验波形，从图4（g）～图4（j）可以看到开关管S1及S2在轻载和满载时都实现了软开关。
4 结语
本文分别分析了电路工作在轻载及满载时的情况，即输出整流二极管分别处于断续及连续状态，此两种状态分别有自己的优缺点，断续状态可以实现二极管的零电流关断，但其电流应力较高，而连续状态则刚好相反。因此，可以根据具体的需要，将电路设计在其中一个状态或跨越两种状态。
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