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UPS不间断电源中的PFC电路

UPS不间断电源中的PFC电路

一、功率因数控制电路和UC3854 ⒈功率因数的定义 PFC即功率因数校正,功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值,即功率因数式中, 表示交流输入市电的基波电流有效值; 表示交流输入市电电流的有效值; 表示交流输入市电电流的波形畸变因数;cosφ表示交流输入市电的基波电压和基波电流的相移因数。所以功率因数(PF)可以定义为交流输入市电电流的波形畸变因数γ与相移因数c
一、功率因数控制电路和UC3854

⒈功率因数的定义

PFC即功率因数校正,功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值,即功率因数



式中, 表示交流输入市电的基波电流有效值; 表示交流输入市电电流的有效值; 表示交流输入市电电流的波形畸变因数;cosφ表示交流输入市电的基波电压和基波电流的相移因数。所以功率因数(PF)可以定义为交流输入市电电流的波形畸变因数γ与相移因数cosφ的乘积。

可见功率因数PF由电流失真系数γ和基波电压、基波电流相移因数cosφ决定。cosφ低,表示用电电器设备的无功功率大,电能利用率低。γ值低,则表示输入电流谐波分量大,将造成输入电流波形畸变,对电网造成污染,严重时,还会使用电设备损坏。

传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流(即I1=Irms或γ=1)的条件下得到的,这样功率因数的定义就变成了PF=cosφ。

⒉功率因数校正实现方法

理想情况下,功率因数PF=cosφ×γ=1,但通常PF都小于1。功率因数校正的作用,就是使电路的功率因数PF达到或者接近于1。这可以通过两个途径达到:

⑴使输入电压、输入电流同相位。此时cosφ=1,所以PF=γ。

⑵使输入电流正弦化。即 = (谐波为零),有 / =1即;PF=cosφ×γ=1。

从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流的波形完全跟踪交流输入电压波形,使输入电流波形呈纯正弦波,并且和输入电压同相位,此时整流器的负载可等效为纯电阻。

在实际电路中,往往把PFC电路设置在桥式整流输出至滤波电路之间。这时基准电压是m型半波波形,经PFC电路跟踪处理后的输入电流波形也是m型半波波形,但只要满足了输入电流的波形与输入电压(基准电压)的波形同频同相,就达到了功率因数校正的目的。

⒊PFC跟踪电流过程



图1所示为电流跟踪波形图。为了便于说明问题,图中电压Vin的波形与电流I的波形的纵轴采用了不同比例,以使它们能够重合。

⑴图1中若以电压Vin的波形为基准,则电流I的波形错开了一定距离,即产生了相位差。观察V、I波形图可以发现,只要将虚线J-K、L-M之间的电流波形的幅度依照电压波形适当提升,而将虚线K-L、M-N之间的电流波形的幅度依照电压波形适当压缩,即可使电流波形与电压波形重合。

根据同样原理,即便电流波形是方波等非正弦波,也可以整形为正弦波,并与电压波形重合。

实际上,在功率因数校正时,输入市电电压的波形和相位的采样是必需的,而可以不必对输入电流的波形进行采样,无论输入电流的波形如何,只要按照输入市电的波形和相位改造出所需的电流波形,就可以实现功率因数控制的目。所以在本书的实际电路中,通常并不对输入电流进行采样,使电路的设计更加灵活。

⑵图2所示为PFC跟踪电路示意图。



图中BRI为市电输入桥式全波整流器,L为PFC电感,VD为PFC二极管,C1为市电滤波电容,VT为PFC功率管,R0为市电电流采样电阻,PFC控制电路输入的市电电流采样电压为负值,R1、R2为直流电压采样电阻。PFC控制电路通过对市电输入电压、直流输出电压和电路电流采样值的分析,输出控制信号,控制PFC功率管的占空比,从而达到校正电路PFC的目的。

由图可见,PFC的采样及控制电路设置在整流器BRI与滤波电容C1之间,这时PFC电路处理的波形为m型半波波形。若将PFC电路设置在滤波电容C2之后,这时电压电流已经是直流,失去校正的意义。

图中VT为PFC开关管,它的开通与截止受PFC控制器的控制。这一电路具有以下功能:

①提高电路的输入功率因数

当VT饱和导通时,相当于将L右端接地,这时将有较大电流流iPFC过L,但由于L的电感特性,iPFC只能逐渐增大。随后VT截止关闭,电感L中的能量维持iPFC电流继续流动,经VD对C1充电,并供给负载,使iPFC逐渐减小。受PFC控制电路的控制,PFC开关管不断反复开、闭,在负载两端生成输出电压。

如果PFC开关管VT导通时间较长,L中电流较大,L中积蓄的能量较多,则当VT截止时L中维持的电流就较大。反之,若VT导通时间较短,则L中积蓄的能量就较少,当VT截止时L维持的电流也较小。可见控制VT开通时间的长短,即可控制电路中电流的大小,所以只要按照输入电压的规律来控制PFC开关管的开通与截止,就可以使输入电流与输入电压很好的同频同相,提高电路的输入功率因数。

②升压

当VT开通时,L两端的电压极性为左正右负。此时VD正端为低,处于截止状态,C2两端的电压不会经VT泻放。而当VT截止时,L两端电压极性反转,为左负右正,此时L两端的感生电压与整流器的输出电压相串联,通过VD对C1充电。结果C1两端的电压高于整流器输出的电压。因此这种结构的PFC电路具有升压功能。

③稳压

由于可以通过控制PFC功率管栅极的占空比来控制整流器输出的电压,所以可以通过对输出电压的采样,来调整PFC功率管栅极的占空比,从而达到稳定输出电压的目的。因此,在具有升压结构的高频机中,在升压的同时就完成了功率因数的校正。

⒋UC3854

UC3854是TI公司生产的用于有源功率因数校正的专用控制电路。它可以完成升压变换器校正功率因数所需的全部控制功能,使功率因数达到0.99以上,使输入电流波形失真小于5%。该控制器采用平均电流型控制方式,控制精度很高,开关噪声较低。采用UC3854组成的功率因数校正电路后,当输入电压在85~260V之间变化时,输出电压仍可以稳定在设定值,因此也可以作为稳压电源

UC3854的输出级采用推拉输电路,输出电流可达1A以上,因此输出的恒频PWM脉冲可以推动大功率MOSFET器件。



⑴UC3854的内部结构图及引脚功能

图3为UC3854的引脚图。各引脚功能为:

○1GND接地端

芯片内部所有电压的测试基准点。振荡器定时电容的放电电流也由该脚返回,因此,定时电容到该引脚的距离应尽可能短。

○2PK LMT峰值限流端

峰值限流门限值为0V。该引脚应接入电流取样的负值电压,一旦该脚电压为0,芯片的输出即被关闭。通常在芯片的○2脚与○9脚(基准电压输出端)之间接一只偏置电阻,使○2脚得到一个正偏置电压。若电流取样电阻上的负电压大到足够抵消该偏置电压时,○2脚电压即为0V,芯片即被关闭。

○3CA OUT电流误差放大器输出端

该电流误差放大器检测并放大市电输入电流,控制脉宽调制器,强制校正市电输入电流。

○4ISENSE电流采样输入端负极

该引脚为电流误差放大器的反相输入端。

○5MULT OUT电流采样输入端正极和模拟乘法器输出端

模拟乘法器的输出端直接与电流误差放大器的同相输入端相连接。

○6IAC交流电流采样信号入

交流电流采样信号从该脚加至模拟乘法器的输入端。

○7VA OUT电压放大器输出端

电压误差放大器的输出端。该端输出的信号也可用来调整输出电压。

○8URMS有效值电压输入端

市电整流输出电压经分压后加至该脚。该脚电压应在1.5-3.5V之间。

○9VREF该脚可输出7.5V稳定电压,最大输出电流为10mA,并且内部可以限流。当Vcc较低或者使能端○10脚(ENA)为低电平时,该脚电压为0。

○10ENA使能端

使芯片启动工作的控制信号的输入端。该端还控制基准电压、振荡器和软启动电路的打开与关闭。若不通过该脚控制时,该脚应接至+5V电源或经100K电阻接至Vcc电源,使芯片始终处于工作出状态。

○11USENSE电压误差放大器反相输入端

PFC电路的输出电压经分压后加至该脚。通常该脚与电压误差放大器输出端○7脚(AV OUT)之间需加入RC补偿网络,以改善电压误差放大器的频率特性。

○12RSET振荡器定时电容充电电流设定电阻接入端和乘法器最大输出电流设定电阻接入端。乘法器最大输出电流为3.75V/RSET。

○13SS软启动端



芯片停止工作或Vcc过低时,该脚为0电压。芯片开始启动时,内部14μA电流对外接电容充电,使该脚电压上升至7.5V时,芯片输出的PWM脉冲占空比逐渐增大,输出电压逐渐升高。
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