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PWM技术在雷达天线控制中的应用

PWM技术在雷达天线控制中的应用

文中对比了单极性和双极性PWM的技术特点,并叙述了现有的半桥驱动IC在应用中的局限性。利用一些简单的逻辑门,设计了一个单极性PWM逻辑分配电路,经过半桥驱动IC功率放大,驱动由IGBT组成的H桥功率转换电路,实现对雷达天线的伺服控制。上述方法构成的电路,解决了动态自举问题、提高了雷达天线转速及功率转换电路的效率。
随着大功率半导体技术的发展,全控型电力电子器件组成的脉冲宽度调制(PWM)技术在雷达天线控制系统中得到了广泛的应用。雷达天线控制系统一般采用脉冲宽度调制(PWM)技术实现电机调速,由功率晶体管组成的H桥功率转换电路常用于拖动伺服电机。根据在一个开关周期内,电枢两端所作用的电压极性的不同分为双极性和单极性模式PWM。
双极性PWM功率转换器中,同侧的上、下桥臂控制信号是相反的PWM信号;而不同侧之间上、下桥臂的控制信号相同。在PWM占空比为50%时,虽然电机不动,电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都是交变的,交变电流的平均值为零,电动机产生高频的微振,能消除摩擦死区;低速时每个功率管的驱动脉宽仍较宽,有利于保证功率管的可靠导通。但是,在工作过程中,四个功率管都处于开关状态,开关损耗大,而且容易发生“直通臂”的情况;更严重的情况在于——电机电枢并非绝对的感性元件,在电机不动时,由于此时通过电枢上的交变电流,电枢的内部电阻会消耗能量,造成了不必要的损耗,降低了功率变换器的转换效率。
单极性PWM功率转换器中,一侧的上、下桥臂为正、负交替的脉冲波形,另外一侧的上桥臂关断而下桥臂恒通。在工作时一侧的上、下桥臂总有一个始终关断,一个始终导通,运行中无须频繁交替导通,因而减少了开关损耗;在PWM占空比为0%时,电机停止,H桥完全关断无电流通过,此时电机的内部电阻不消耗能量;由于单极性比双极性PWM功率变换器的电枢电路脉动量较少一半,故转速波动也将减小。但是,单极性和双极性PWM都存在可能的“直通臂”情况,应设置逻辑延时。
在进行H桥功率转换电路设计的时候。需要解决一个基本的问题一高端门悬浮驱动。通常有如下几种方式:第一,直接采用脉冲变压器进行隔离及悬浮;第二,采用独立的悬浮电源;第三,动态自举技术。前两种方法使用时大量使用分立元件,增加了调试难度、电路的可靠性变差、印制电路板的面积相应变大。而动态自举技术目前已被许多专用电路采用,此类产品集成度高、体积小巧、性能稳定、使用单一电源即可对栅极驱动。但是此类器件在使用时,必须外接自举二极管和自举电容,并连接合适的充放电回路,组成一个动态自举电路。这个动态自举的过程必须是循环往复的,才能保证H桥高端栅极的开通和关断。下面设计的单极性PWM电路将会解决上述问题。
1 H型单极性PWM的设计
1.1 脉冲分配电路的设计
在这里,我们首先设计了一个单极性PWM脉冲分配电路,如图1所示。输入信号包括一个方向信号和一个脉冲宽度调制信号,这两个输入信号经过脉冲分配便产生单极性PWM脉冲。信号地和功率地通过高速光电耦合器隔离。调节脉冲宽度调制信号的占空比即可调节单极性PWM脉冲的占空比。这里的方向信号用来切换电动机转动的方向,这种做法区别于双极性PWM中的转动方向靠PWM的占空比来决定的做法。值得注意的是图1中的NE555电路,起到脉冲检测的作用。当脉冲宽度调制输入信号脉冲丢失时,此时输出低,将低端强制拉低,整个H桥关断。电路的仿真波形如图3所示。

1.2 驱动和功率转换电路设计


脉冲分配电路产生的单极性PWM脉冲,送入半桥驱动器放大。如图2所示,国际整流器公司生产的IR2308和由IGBT组成的H桥驱动和功率转换电路。IR2308在驱动高端栅极时,必须外接自举二极管和自举电容,当Vs脚通过低端IGBT和电机负载拉到地时,自举电容由直流+18 V通过自举二极管对电容充电;低端IGBT关断时,电容通过IR2308的内部推挽结构经HO脚对高端IGBT栅极充电,使其饱和导通。IR2308内部死区保护单元为IGBT开关延时提供了死区时间,消除了“直通臂”的现象。在正常工作时,由于对侧低端的IGBT始终开通,故此时自举电容可以通过电机负载对地充电,减小了因对高端栅极的充电导致的自举电压降的波动,可以看出这是一个动态自举的过程。
1.3 自举元件的计算
自举元件参数的选择对自举效果存在重要影响。以下方程详述了自举电容提供的最小充电电荷:
其中:Vcc为逻辑电路部分的电压源,Vf为自举二极管的正向压降,VLS为低端IGBT上的压降,VMin为‰与Vs之间的最小电压。自举电容漏电流ICbs(leak)仅与自举电容是电解时有关,如果采用其他类型的电容,则可以忽略,因此尽可能使用非电解电容。自举二极管必须能够承受线路中的所有电压;在图2的电路中,当高端IGBT导通并且大约等于母线电压Vbus时,就会出现此现象。自举二极管的高温反向漏电流特性在那些需要电容来保存电荷-段延时时间的应用中是一个重要的参数。同样,为了减小由自举电容馈入电源的电荷,应选用超快速恢复二极管。推荐自举二极管的特性如下:最大反向电压:VRRM≥母线电压Vbus;最大反向恢复时间:trr≤100 ns;正向电流:IF≥Qbsf。
2 实验验证
2.1 实验方法和器件参数选取
本实验由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM发生器产生频率f=20 kHz的脉冲宽度调制信号,PWM的占空比可调范围为0%~90%,同时使用I/O口输出方向信号;电动机采用100 V/2 A的直流伺服电机,电枢回路总电阻Ra=8.1 Ω。
使用H桥电路驱动100 V/2 A的直流伺服电机,所以要求H桥的母线电压Vbus是100V,流过各开关的最大电流为2 A。因此电桥使用的IGBT的集电极一发射极间电压VCES的绝对最大额定值应该大于100 V,集电极电流IC的最大额定值在2 A以上。对于电动机这样的感性负载,当驱动电压突动机产生的反电动势烧坏开关器件,在H桥各开关中必须接入续流二极管,用于吸收反电动势。很多开关用IGBT在集电极和源极之间内藏续流二极管,因此二极管的应该满足峰值恢复电流Irr大于2 A(100 V/2 A的直流伺服电机),反向电压UR应该大于H桥供电电压100 V。仙童公司生产的IGBTFGA25N120满足上述要求,参数裕量很大,如表1所示。将表1中相关参数带入公式(1)得出自举电容提供的最小充电电荷Qbs=612.5 nC,代入自举二极管正向电流公式即可计算出自举二极管正向电流Ip≥12.25 mA,综合考虑上面推荐的自居二极管特性,我们选用HER207。将最小充电电荷Qbs带入公式(2)得到最小的自举电容值C≥113.4 nF,选用220 nF的高压瓷片电容。

2.2 雷达天线实际应用中的效果

如图2所示,H型双极性PWM的电机电枢两端平均电压可以表示为:
UAB=τ(Vbus-2VCE(sot)),τ为占空比 (3)
当τ=0%时,此时UAB=0 V,电动机停止转动。测得逻辑控制端,HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0,此结果与图3(c)仿真逻辑一致。因为此时H桥的4个IGBT全部关断,故此时不存在开关损耗;尽管电动机存在内部电阻,但此时没有电流流过H桥,电动机也不消耗能量。当τ=100%时,其结果与τ=0%时完全相同。当τ=90%时,这个时候电压的占空比很宽,天线处于一个比较高的转速,测得流过电机电枢平均电流Iov为1.72 A,由(3)计算出电枢两端平均电压UAB=86.4 V,那么电源输入功率为:
Pout=UABIov=86.4Vx1.72 A≈148.61 W (4)
电枢回路总的铜损耗为:
Ploss=Iov2Ra=(1.72 A)2x3.91 Ω≈23.96 W (5)
此部分能量浪费在电枢内部电阻上,转变为热能。由直流电动机稳态运行时的基本方程式:
UAB=Ea+EovRa (6)
其中:Ea为电动机的感应电动势式(6)两边同时乘以Iov:
UABIov=EaIov+Iov2Ra (7)
即:Pout=PM+Ploss (8)
故电磁功率为:
PM=Pout-Ploss=148.61 W-23.96 W=124.65 W (9)
此部分功率由电功率转换为电磁功率,从而拖动天线,测得天线的实际转速n=6 r/min。此时的转换效率为:
H型双极性PWM的电机电枢两端的平均电压可以表示为:
UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot)),α为占空比 (11)
当α=50%时,此时UAB=0 V,电动机停止转动。但是此时电机电枢两端的电流是交变通断的,因此会消耗功率电枢内部电阻上,同时IGBT由于每个周期的交替导通和关断,会存在4个IGBT开关损耗。与单极性PWM占空比α=90%相对应的双极性PWM占空比为UAB=95%,此时电枢两端平均电压=86.4 V。但在一个开关周期里,比单极性PWM电路要多出两个IGBT开关损耗,同时电枢内部电阻在整个开关周期里都消耗功率。因此可以发现,双极性PWM较单极性PWM电路在拖动天线时,浪费在开关损耗和铜损上的功率更多,从而导致转换效率的降低,也降低了天线的转速。
3 结论
上面设计的H型单极性PWM电路,克服了双极性PWM电路在电机停止转动时仍然有损耗的缺点;在电机运转时,功耗也相应减小,提高了转换效率,进一步提高了转速。目前,市场上类似的H桥驱动器也能够完成上述功能,比如美国国家半导体的LMD18200。但是类似的集成芯片母线供电电压一般较低(一般只有几十伏)、功率有限、而且价格昂贵。文中设计的电路,仅通过增加逻辑实现H型单极性PWM功能,母线供电电压可高达上百伏。
山不在高,有仙则名;水不在深,有龙则灵。
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