CMOS混频器的设计技术 通信技术, 混频器, 可行性, 单片, 无线

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引言 近年来，无线通信技术得到了迅猛地发展。它对收发信机前端电路提出的新要求是：高的工作频率，低电压，低功耗，高度集成。实现小型化以及低功耗的一种可行性方法是实现收发机射频电路和基带电路的单片集成，这也是收发信机设计的最终目标。由于数字处理部分的面积通常占到芯片面积的75%以上，集成度及功耗等指标的要求使得不可能以CMOS以外的其他工艺实现，所以只有实现CMOS集成射频前端，才能实现单片集成。CMOS工艺向0.25um以下的迅速发展，使上述愿望的实现变为可能。0.18umCMOS工艺的特征频率fT可达60GHz，0.15um的可达80GHz。混频器是射频前端电路中实现频谱搬移的器件，是十分重要的模块。本文将介绍CMOS混频器的基本原理，基本实现结构以及当前的电路设计技术。 混频器的基本原理 混频器必须是非线性或是时变的，以提供所需的频率变换。它的核心是对射频信号(RF)和本振信号(LO)在时间域的相乘。
这样就得到含有输入和频和差频的输出信号，输出信号幅度与RF信号和LO信号幅度的乘积成正比。【分页导航】
第1页：混频器基本原理
第2页：混频器的基本结构
第3页：混频器的电路设计技术（1）
第4页：混频器的电路设计技术（2）

CMOS混频器的基本结构 设计者首先面临的问题是选择合适的混频器结构。由于单端结构不可能完全消除非线性，且电源抑制比较差，混频器结构通常采用差分形式。这些结构实现输入信号相乘，并消去高次项和共模成分。 MOS管电压电流关系的简单模型可表示为：
可见，利用MOS管的电压电流关系，采用适当的结构，可以通过乘法来进行混频。基于实现乘法的MOS管的工作区，可将混频器分为如下几类： (1)工作于线性区的MOS混频器 这一类是利用MOS管工作于线性区的电流电压关系，来实现乘法。分为两种实现方式：①利用式(1)中的vGSvDS项实现乘法，②利用式(1)中的v2DS实现乘法。 (2)工作于饱和区的MOS混频器 这一类是利用工作于饱和区的MOS管的电流电压关系来实现乘法，利用的是式(2)中的v2GS项。 (3)开关混频器 图1是一个典型的开关混频器的电路结构图，本振信号LO起到控制MOS管的开和关的作用。直流电压VLO，DC与VBB，DC的选择应满足：
VLO，DC-VBB，DC=VT(VT是MOS管的阈值电压) 如果电路完全对称，所用的LO信号也对称，则输出的信号谱中不含偶次分量及直流分量。开关混频器的主要优点在于：CMOS管非常近似于一个理想的开关；MOS管中的偏置电流为0，所以闪烁噪声小。 还有一种很常用的开关混频器是Gilbert混频器。电路原理见图2。图2中，M3、M6是跨导级，起到将输入RF信号电压转换成电流的作用，M1、M2、M4、M5在LO信号的控制下交替开和关，实现频率变换。Gilbert混频器的优点在于增益高，端口到端口的隔离度大。
(4)采样混频器 CMOS可以实现很好的开关，可以利用采样—保持电路来实现混频，在高频的带限信号以频率被采样。根据调制信号的Nyquist采样定理，为了不发生混叠，所需的采样频率fS不能小于调制的RF信号的带宽的两倍，而不是必须为最高频率的两倍。fs的值依赖于带宽和信号的绝对频率位置。图3给出了采样的原理。图4是一个采样—保持电路作为采样混频器的例子。 采样混频器的优点是线性度高，本振信号为基带采样频率，与射频信号离得较远，没有由于LO泄漏引起的杂散辐射。对采样—保持电路的要求是不仅要有足够的带宽，还要有低的时钟抖动，这对采样时钟的相位噪声要求很高。采样混频的缺点是采样不仅将信号变换到中频，也将输入的噪声折叠到输出端，所以噪声增加的倍数约为RF带宽/IF带宽。由于RF带宽通常比中频带宽大许多，采样混频器的噪声指数可能很大(例如25dB)。这样，这种混频器线性度高的优点通常被噪声性能差所抵消，混频器的总动态范围并不比一般的混频器好(甚至可能更差)。从理论上来说，可以利用有足够增益的LNA来克服混频器噪声的影响，但是实现同时拥有高增益和高线性度的LNA很难。因此，必须谨慎选用采样混频。