高效率高谐波抑制功率放大器的设计 放大器, 谐波

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0 引言
随着无线通信的快速发展和广泛普及，无线系统标准对收发机的性能要求越来越高。功率放大器作为发射机的主要组成部分，其指标决定着发射机的性能，如效率 决定着整机功耗，线性度决定着整机的动态范围，谐波分量大小又是发射机线性度的度量。传统的功率放大器为了获得较高效率，功放管通常会工作于饱和状态，这 时将有大量的谐波分量产生。如果不对谐波分量加以回收和抑制，这不单会造成能量的浪费，降低了其效率，还会对其他信道的信号造成干扰。

通常功率放大 器为了获得较高的效率和较低的谐波分量都使得功率放大器工作于F类，但该结构需要采用λ/4传输线，占用空间面大，不利于小型化。采用了 低通输出匹配网络设计了一个工作于E类的功率放大器，在11 dBm输入时的2～5阶谐波分量分别为：-19 dBc、-30 dBc、-38.5 dBc、-41.7 dBc。但该结构采用E类放大器，它要求功放管具有较高的集电极击穿电压，这与集成电路发展趋势相违背。采用GaN工艺设计的功率放大器，为了 获得较好的谐波性能，该设计在输出匹配网络中引入了两根开路传输线，但开路传输线的使用使得该方法与现代电路向小型化、集成度高方向发展相违背。

本文提出了一种结构简单、利于集成且具有谐波抑制功能的输出匹配网络，利用该方法采用InGaP/GaAs HBT工艺设计了一个工作于2 GHz频率的功率放大器。测试结果表明，利用该方法设计的功率放大器获得了较高的效率和很好的谐波性能。

1 电路设计
一个典型的功率放大器通常由输入匹配网络、放大电路、直流偏置电路和输出匹配网络组成。然而对功率放大器性能起决定性作用的还是匹配网络。它作为 功率放大器的重要组成部分，任何一个不合适的匹配网络都可能会引起电路的不稳定，导致功率放大器输出功率小、效率低，恶化其线性度。设计匹配网络时，在满 足基本的阻抗变换的同时，还要兼顾到其谐波阻抗，插入损耗以及网络的带宽，最后还需要考虑所设计的网络是否易于实现以及小型化。

1.1 具有谐波抑制功能的输出匹配网络
输出匹配网络作为匹配网络中最重要的部分，决定着功率放大器的功率和效率，以及最终功率放大器的谐波性能。文献[6-7]详细说明了输出匹配网络二次谐 波阻抗对其效率的影响，但都忽略了高次谐波的影响。本文设计的输出匹配网络在考虑二次谐波阻抗的同时，还兼顾了高次谐波阻抗，其结构如图1所示。


其中C1起隔直作用，L1、C3和L5、C2构成一个二级低通网络，在基频时主要起阻抗变换作用，在高阶奇次谐波处呈现出高阻抗，C4和L4构成一个串 联LC谐振网络，谐振频率为2ω0，其中ω0为基频，使得输出网络在二次谐波处得到一个短路的负载。该结构类似于F类功率放大器[8]，对奇次谐波负载呈 现高阻抗，对偶次谐波负载呈现低阻抗，有利于对功放管的输出电压电流波形进行整形，减小两者之间的重合提高了效率[9]。同时为了对高次谐波能量进行回收 和抑制，在该两级LC低通匹配中加入了两个电感L3和L2，它和C3、C2构成一个串联谐振网络，谐振频率分别为3ω0和5ω0，即分别对3次谐波和5次 谐波进行处理。输出匹配结构的分析如下：对于功放管的负载，它的值大小与输出功率的关系为：



为了获得较好的网络带宽，两级LC低通匹配网络中间级的阻抗为：




对于由LC构成的谐波处理网络，当其谐振在高次谐波频率上时，在基频处，该网络等效为一个电容，如图2所示，设L2C2谐振在n次谐波处（图2（a）），在基频处它等效为电容Ceq1（图2（b）），其关系为：



工作于基频时，该网络的阻抗为：

联立(3)(4)两式得：
　

即谐振网络在基频处的等效电容与谐振网络的电容关系为：
　
对于本设计因L2C2谐振在5次谐波频率处，L3C3谐振在3次谐波频率处，所以有：


对于L4C4组成的串联谐振网络，其谐振频率为2ω0，主要用于回收2次谐波能量，这样能对功放管输出端的电压和电流波形进行整形，减小两者之间的重合，提高功率放大器的效率。电容电感两者之间满足以下关系式：


1.2 整体电路设计
本文采用以上介绍的具有谐波抑制功能的输出匹配网络，采用InGaP/GaAs HBT工艺设计了一个工作于2 GHz频率的高效率高谐波抑制的功率放大器，该放大器采用三级放大结构，供电电压为5 V，具体电路结构如图3所示。


该设计为了获得高的增益采用了三级放大结构，其中第一级工作于A类状态，以获得高的线性度，该级采用了一个RC负反馈使电路能稳定工作；第二级工作于浅 AB类状态；第三级为了获得高的效率工作于深AB类状态。其中虚线方框内的部分为片内实现，方框外的部分采用多层基板、绑定线和贴片元件来实现。对于级间 匹配网络，匹配电感于外部绑定线实现有助于减少级间匹配网络的插损，获得了较高的效率和功率，同时调试灵活方便。对于输出匹配网络，其中L4由绑定线和基 板上的传输线共同组成，通过调节金线的长度，可以控制二次谐波分量的大小。而对于L3和L2，由于该网络是对高次谐波进行抑制，所需电感较小，主要是由多 层基板的过孔构成。

2 测试结果

本芯片采用InGaP/GaAs HBT工艺制作，图4为芯片实物图，DIE面积为1 mm×1 mm，整体封装大小为4 mm×4 mm。图5为本设计S参数测试结果，测试平台为安捷伦矢量网络分析仪E5071C。测试结果表明，在2 GHz频率处该设计的S参数为：S21=35.1 dB，S11<-10 dB，S22<-10 dB，从S参数看出本设计获得了很好的小信号性能。图6为输出功率和输入功率的关系图，从图可知当Pin小于0 dBm时，放大器工作于线性工作状态，当Pin大于0时开始出现压缩，到达3 dBm时，输出功率已经饱和，此时Pout=35.2 dBm，放大器的1 dB压缩点为P1dB=34.2 dBm。

从该图可知，该放大器获得了较好的线性度。图7为增益Gain和效率PAE随着输入功率的变化的曲线图，该图表明该设计的增益在Pin<0 dBm时，增益波动小于0.2 dB，表明该设计获得了很好的AM-AM，在饱和工作时，即Pout=35.2 dBm时，效率为PAE=48%；工作于1 dB压缩点时，即Pout=34.2 dBm时，效率为PAE=43%。从效率曲线图可知，该放大器不但在饱和工作时获得了很高的效率，在线性工作时也获得了很好的效率。表1是该设计的谐波性 能与其他设计的比较，从表1可知本设计在考虑二次谐波同时还兼顾了高次谐波，达到了良好的谐波抑制，特别是在对高次谐波的处理上。

3 总结
本文通过在功率放大器的输出匹配网络中引入多个LC谐振网络来对功率放大器的谐波能量进行回收和利用，提高了功率放大器的效率，抑制了负载端的谐波分 量。该方法简单，易于实现及利于功率放大器的小型化。利用该方法设计了一个工作于2 GHz频率的功率放大器，该功率放大器的实测结果为：增益为Gain=35 dB，1 dB压缩点为P1dB=34.2 dBm，饱和工作时效率为PAE=48%，各次谐波分量大小分别为：HD2=-53 dBc、HD3=-58 dBc、HD4=-65 dBc、HD5=-60 dBc。测试结果表明，该方法设计的功率放大器获得了很好的效率和谐波性能。