针对手机RF电路设计的差分散射参数测试方法(2) 混频器, 接收机, 手机, 网络, 影响

yuyang911220

共模抑制比
        MAX2392是一个零中频的射频接收机，为解决本振信号的泄漏问题，MAXIM 公司采用了差分形式的混频器，从图1看到当共模形式的本振信号有混频器输入端泄漏出来时，声表会对此产生抑制(此处回避了匹配网络的影响)，这儿可以定义共模抑制比如下：


        该共模抑制比反映了泄漏到天线端口的本振信号大小，该共模抑制比越大越好。
        研究图3所示的散射参数信号流图，我们发现还有另外一种共模到差模的转换形式：


        该共模抑制比优劣与直流偏移量有关。本振信号通过空间辐射等途径耦合到LH46B 差分端口应是共模信号，该共模信号经LH46B反射后产生的差模信号会直接加到混频器输入端，从而与本振自混频产生直流。该共模抑制比越大越好。
差分端口匹配问题
        通过将物理三端口网络转化为模式三端口网络，可以非常方便设计其输入输出匹配电路。一般情况下，共模端口影响较小，在设计匹 配电路时认为它始终接匹配负载，这样原有的三端口网络就变成了模式2端口网络(端口1与差模端口)，利用简单的双端口匹配理论即可解决该问题。模式2端口 网络的散射参数如下：


        为方便叙述，我们称端口1为源端，端口2为负载端。一般情况下中频声表的匹配电路设计都属于窄带匹配，也就是说只要考虑其中 心频点处匹配就可以了；射频声表往往要覆盖较宽的频带，匹配电路相对复杂些，所幸的是一般射频声表不需做什么匹配。此处MAXIM的混频器输入阻抗为 200Ω，需要检验一下EPCOS的声表平衡端是否为200Ω，等式(11)至(23)将给出最佳源端与负载端阻抗：














        图4、5是根据LH46B测试数据计算出的最佳源端与负载端阻抗曲线。
        有图4与图5可以看到在TD-SCDMA频段(2,010MHz~2,025MHz)内，最佳源阻抗与负载阻抗变化较大，故 难以用简单电路实现双端共轭匹配。观察最佳负载端阻抗实部曲线，发现其阻抗有频段低端的220ohm一直变到频段高端的40ohm，这里取其几何平均值作 为最佳负载阻抗，而对于源端不作匹配：

        利用SMITH圆图工具，可得到图6的匹配电路。
        因为MAX2392混频器的输入阻抗为200ohm，所以此处负载端特性阻抗取为200ohm。
        图7是作匹配前与匹配后传输特性的一个比较。
        图7中蓝色的曲线是匹配后的仿真结果，红色的是未加匹配电路的仿真结果。匹配改善了带内平坦度，但中心频点处插损略有变差。