PCB设计与串扰-真实世界的串扰（下）

我是MT

作者：一博科技SI工程师陈德恒

3. 仿真实例

在ADS软件中构建如下电路：



图2

图2为微带线的近端串扰仿真图，经过Allegro中的Transmission line Calculators软件对其叠板结构与线宽进行测试使其传输线的的特征阻抗为50ohm（见图3），并在在信号驱动侧串联50ohm的电阻消除源端反射，在负载端（信号接收端）用3000ohm来表征其高输入阻抗的特性。



图3：微带线线宽为6mil，电解质常数为4.2，介质高度为3.5mil。



图4

图4为带状线的近端串扰仿真图，经过Allegro中的Transmission line Calculators软件对其叠板结构与线宽进行测试使其传输线的的特征阻抗为50ohm（见图5），并在在信号驱动侧串联50ohm的电阻消除源端反射，在负载端（信号接收端）用3000ohm来表征其高输入阻抗的特性。



图5：带状线线宽为6mil，电解质常数为4.2，与两侧间距同为8mil。



图6

图6中四个电路分别为微带线的近端串扰，微带线的远端串扰，带状线的近端串扰，带状线的远端串扰。红色为攻击线上信号，蓝色为静态线串扰。我们将线长定为2000mil，上升时间为RT （RT为信号从vlow-vhigh跳变20%-80%的时间，单位ns，整个vlow-vhigh跳变时间Rise=2.25*RT，本文中vlow=0V vhigh=1V），线宽都为6mil，线间距为12mil，满足3W原则。图7为当RT=0.3ns 各个电路的串扰图形。攻击线1V的驱动信号，受害线中微带线最大近端串扰为11mv，微带线最大远端串扰为12mv，带状线最大近端串扰为20mv，带状线最大远端串扰为20mv。



图7

我们以RT为变量，从RT=0.1ns到RT=1ns对电路进行仿真。结果如图8：



图8

Xtalk_m_n为微带线的近端串扰与输出电压的比值的最大值，Xtalk_m_f为微带线的远端串扰与输出电压的比值的最大值，Xtalk_s_n为带状线的近端串扰与输出电压的比值的最大值，Xtalk_s_f为带状线的近端串扰与输出电压的比值的最大值，其中带状线的串扰较大，但是当上升时间为0.1nsec时串扰最大也不超过2.5%，说明3W原则的实用性。

现在我们将其线宽不变，线距变成6mil，不满足3W规则，同样我们以RT为变量，从RT=0.1ns到RT=1ns对电路进行仿真。结果如图9：



图9

从图上看出传输线上的串扰明显变大，但上升时间在1nsec时串扰同样低于3%。

传输线上的串扰不止跟上升时间与线间距有关系，与线长同样有关系。我们让RT=0.3ns，线宽为6mil，线距同样为6mil，以线长为L mil，以L为变量，从L=1000mil到L=3000mil对其仿真，结果如下（图10）：



图10

由图10可知传输线的长度对信号的串扰影响也是非常大的，并且有饱和现象。



图11

图11为RT=0.3ns，L=2000mil，线间距从3mil变化至12mil时串扰的变化。

4. 结论

在实际的工程操作中，高速信号线一般很难调节其信号的上升时间，为了减少串扰，我们应该尽量满足3W原则，当然如果能约束布线的长度，很多时候会更容易满足信号完整性的要求。以下的结论基于源端匹配比较好，接收端阻抗较大的情况。
     1.带状线在线宽与线距相等时，饱和时串扰率约为7%。
     2.微带线在线宽与间距相等时，饱和时串扰率约为4%。
     3.两线之间中心距变成x倍,串扰率变成1⁄x^2 。
     4.饱和长度约为RT*v。在饱和长度之前，有（串扰率）/（饱和时串扰率）=（耦合长度L）/（RT*v）。
     5.同组信号的串扰叠加在上升/下降沿上，影响较小。不同组信号的串扰可能造成信号的振铃等，影响较大。
     6.时钟信号对串扰较为敏感，高速串行信号的时钟通常合并在信号中一起发送，串扰引起的抖动对接收的信号影响非常大，要特别注意。

以上的结论为一个量化估值，具体情况需要具体分析，不同信号对于串扰的敏感程度不一样，实际的上升时间也需要根据模型来定，除了靠经验之外，仿真也能帮助我们更精确的判断串扰。