恢复反激变压器的漏泄能量 转换器, 变压器

520503

对正向转换器上变压器消磁的传统方式是，采用第二个绕组，它与初级绕组双线绕制，这样当功率开关切断时(通常是一只功率FET)，就可以确保磁化电流持续流过。这种电路一般会将场效应晶体管(FET)的漏源电压限制或箝位在两倍于直流电源轨电压。这种采用恢复绕组的技术同样可以成功地用于反激结构中，以解决漏电感的问题。
注意，在任何反激转换器中，反激变压器(多绕组电感)远非完美无缺，它的(初级至次级)漏电感可达初级磁化电感的5%。漏电感(LLK)与功率FET(漏极连接)等效串联。更加复杂的是，FET的寄生输出电容与LLK构成了一个串联谐振电路。当FET关断时，会产生非常高的过压和振铃。电路的Q值越高，振铃电压就越高。这种情况可能会造成巨大的EM干扰，并且会由于FET漏电压的升高，而降低FET的可靠性。




图1(a)是一个改良后的演示板(意法半导体Viper17L)，其反激转换器上加了一个恢复绕组。在该电路中有以下重要的考虑：电阻RS1和RS2为检测电阻，用来监测电流；从这些电阻上直接获得测量电流的量程。变压器比率与原变压器比率相一致。恢复绕组N只与初级绕组N有紧密的磁耦合，使两个绕组成为双股。两根导线同时并排缠绕在磁芯或线轴上，就形成了双股绕组。这种方法使耦合最大化，并获得了寄生电容与电感的严格匹配。初级绕组与其它绕组之间的耦合并没有那么重要。




从图1(b)可以看出，在没有任何箝位情况下(不连接D3)，由于振铃，FET的漏极电压(IC1，7、8脚)达到了峰值560V。图2(a)为放大的初级电流图。在FET关断的瞬间，初级电流(磁化电流)保持不变，为电容COSS充电，这可从阶跃波形看出。磁化电流保持不变，因为次级绕组上的二极管D4还没有导通，这可以从图2(b)的次级电流波形看出。在FET关断的一个短周期内(此时D4仍没有导通)，串联谐振电路的COSS被充电。在FET漏极电压VDS足够高的时间内，D4成为正偏，存储在串联谐振储能电路中的能量被释放。存储的能量是谐振电路Q值的一个函数，数值非常大。




图2是串联谐振储能电路的结果。图(a)中，继FET关断，初级电流(通道2，红色波形)为COSS充电后，在FET的漏极(VDS，通道1，蓝色波形)有振铃。图(b)中，通道1仍为VDS，COSS的充电使通过D4的次级电流(通道2)延迟了不到100ns。图(c)中，双股绕组NR将初级电流(通道2)导回电源轨，并箝位开关电压(通道1)。图(d)中，泄漏磁通阻止了电流的传输，次级电流(通道2)达到一个均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢复。

当恢复绕组NR和二极管D3连接到电源轨时，可以观察到完全不同的过程。恢复绕组NR直接绕过寄生电容COSS，将积累的泄漏能量导回至电源轨。在图2(c)中应能注意到，初级电流的负浪涌(通道2)事实上是从恢复绕组流出的电流。次级二极管D4马上变为正偏(图2(d))，因为次级电流(通道2)上升到了稳态的峰值，初级电流降为零。由于NP=NR，这就确保将VDSS限制在VDC的两倍。

通过泄漏能量恢复方法消除过高振铃，这种方式明显优于所有其它的被动RCD阻尼器技术，因为后者消除了泄漏能量，从而降低了转换器的效率。将最大VDS限制为两倍VDC是可以接受的，因为我们知道，大多数单片嵌入式转换器都带有高电压功率FET(例如意法半导体Viper17就有一个令人印象深刻的800V强大功率段)。大多数变压器厂商都可以供应双股绕组，也可用一根Multifilar磁线自己制作。