使用新型放大器的有源匹配功能实现超低噪声宽频带输入阻抗匹配（第1/2部分） 放大器, 平衡, 变压器, 电阻器

Bazinga

虽然所有全差分放大器(FDA)都能将单端输入信号转换为差分输出，但迄今还没有一种表现出足够的性能，可在没有输入点附加电阻器接地时提供对>100MHz输入的良好输入阻抗匹配。
如果能够消除电阻器接地，同时仍然提供极宽频带阻抗匹配，则可实现相当低的噪声。一款功耗仅115mW的新器件提供了这一特性组合，为“有源平衡-不平衡变压器”应用于AC耦合式应用提供了一个途径，可提供<7dB的噪声系数，输入回损>25dB直至>500MHz。本文使用一个20V/V(26dB)增益设计示例显示了实现单端转差分的一些选择。

使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案

FDA随着1999年推出AD8138而问世，此后演变成许多产品，涵盖带宽范围为100MHz~>4GHz的单电源+3.3V~±15V器件。这些器件有时被称为差分放大器，但此描述并不准确，因为“差分”放大器有许多类型。FDA其实可以描述成一个差分反相运放器加上一个共模电压控制环路组成，这个环路可以强制输出的差分信号达到ADC直流共模输入的要求，从而得到最好的性能。大多数FDA都采用电压反馈设计来获得最低输入噪声项，但也开发了若干电流反馈(CFA)版本(如LMH6554或ADA4927-1)，由于CFA拓扑固有的几乎无限的压摆率，这些版本可提供更高的满幅功率带宽。

FDA的本意是提供一种容易的单端转差分实现，来支持差分输入的高速ADC(基本所有的高速ADC都是差分输入架构的)。当FDA被用作驱动高性能、极高SFDR ADC的最后一级时，对AC耦合式应用的主要担心变为来自仅ADC规格的SNR/SFDR退化。

具体设计在某种程度上取决于ADC输入的期望频宽，以及输入滤波器可以达到的性能。对于使用Fs/2大部分的第一奈奎斯特(Nyquist)区应用，最困难的问题常常是偶次失真项，因为它们主要落在可忽略滤波后衰减的频带内。设计人员常常简单地使用一个高功率单端RF放大器后跟一个平衡-不平衡变压器来应对这个问题。虽然这可能有效，但还需要一个能降低静态功耗的解决方案来实现单端转差分信号。

可供设计人员用来抑制偶次失真项的工具包括静态功耗、回路增益、负载，所有无源滤波器的插入损耗，以及差分运算。到目前为止，最有效的偶次失真抑制方案是使用一个输入平衡-不平衡变压器后跟基于电压反馈的差分工作FDA。这样得到一个几乎零功耗的单端转差分方案，同时这种平衡设计可以设计一个很微小的环路增益(参考文献1)。

这里的一个示例设计使用一个极高宽带1:2匝数比升压变压器(平衡-不平衡变压器)后跟ISL55210(参考文献2)。
这个示例使用最宽带宽1:2匝数比升压平衡-不平衡变压器的其中之一，它提供80kHz~550MHz(从50Ω信号源至200Ω负载)的F-3dB频宽(参考文献3)。该模型包括0.3dB插入损耗，其中反馈电阻器值略有增加，以补偿该损耗，并且用1%精度的电阻实现非常接近26dB的增益，如图1所示。此处的仿真使用设置为“2”振幅的信号源，模拟S21测量的thru校准。于是图2所示的频率响应点是在C1的后端测试得到。这显示大约220MHz F-3dB，该滚降的一部分将为输入变压器的550MHz上F-3dB截点。



图1：使用一个FDA的平衡-不平衡变压器输入单端转差分26dB增益设计示例。




图2：对图1的平衡-不平衡变压器输入的预期响应。


该响应在此较高增益时具有相对频带限制，而该方案在较低增益时可提供对较高频率的响应平坦性改进，但最终始终受到输入平衡-不平衡变压器的频带限制。

该方案不仅以最低功耗(115mW)提供最佳偶次谐波抑制，而且在使用基于电压反馈的FDA(如ISL55210)实现时还有一些微小的降低噪声的好处。如果信号源是宽带50Ω信号源，则从图1的求和点回看，它好似两个附加的100Ω元件，从而降低噪声增益(参考文献4)。这会非常直接地降低输出噪声，同时增加回路增益，从而进一步降低输出点的失真项并扩展FDA带宽。虽然放大器信号增益在图1中约为10V/V，但其噪声增益为6V/V。结合该拓扑优势与ISL55210的0.85nV/Hz差分电压噪声和5pA/Hz电流噪声项可获得图3的输出点噪声曲线。



图3：图1的输出点噪声。


在100MHz下和按照20V/V增益对该18.6nV/Hz输出噪声进行输入折算可获得卓越的0.93nV/Hz输入噪声密度声，它包括50Ω信号源噪声和示例中的所有其他电阻器噪声项。所以，输入折算到平衡-不平衡变压器输入，这接近FDA本身的0.85nV/Hz点噪声电压。
仅使用一个FDA的传统单端转差分方案

在设计规范没有要求以最低功耗实现最低偶次失真抑制时，FDA提供了无需输入平衡-不平衡变压器的单端转差分途径。这可能发生在较低输出摆幅要求、较低频率第一奈奎斯特区应用/较高奈奎斯特区应用(其中FDA后跟带通滤波器可消除IM2项)中。

虽然FDA在单端转差分模式下工作可实现DC耦合式设计，但此处的重点是AC耦合应用。DC耦合式单端转差分FDA设计的主要问题是满足对具体器件的输入动态余量要求，以及考虑到共模电平改变至输出目标值Vcm通常要求一些DC电流返回信号源。

所有使用一个FDA的传统单端转差分设计都会使人想到类似于图4的设计。在这里，当从Rt至差分输出的增益为20V/V时，理想的输入匹配是50Ω，其中图4中的具体电阻器值来自一种典型厂商设计工具(参考文献5)。



图4：来自厂商工具的典型单端转差分FDA设计。


在这里，反馈电阻器的值同样是相等的，输入匹配值是电阻器Rt接地和向Rg1看进去的阻抗的并联组合，此时Rg2电阻器值设置等于从信号通路求和点向后看信号源的总阻抗。从设置输入阻抗的两个元件看，并不能一目了然地看出它们提供50Ω输入匹配。

向Rg1看进去，信号源将看到>Rg1的阻抗，因为共模回路必须去除输入共模电压来满足固定输入Vcm，方法是将一个输入信号仅施加至平衡差分结构的一侧。有关输入匹配的一个特殊事实是，在只使用Rg1就可能实现输入匹配时为何一定要包括电阻器Rt？

先把这个问题放一边，该电路确实可提供从C2的输入至差分输出的26dB增益。将图4的仿真响应放在图1的平衡-不平衡变压器输入方案之上可获得图5的非常接近完全相同的响应形状。



图5：平衡-不平衡变压器输入与典型FDA方案的频率响应比较。


与在信号通路中实现输入匹配的电路(如图1)相比，输入终端包含分流电阻器接地的任何电路(如图4)都会浪费进入该通路的信号。运行典型FDA设计的点输出噪声，并将其与图1的平衡-不平衡变压器输入相比，可看出由该分流终端所造成的噪声恶化，如图6所示。



图6：两种26dB增益实现方式的输出点噪声比较。


因此，当响应形状接近完全相同时，平衡-不平衡变压器输入方案提供了降低图4的典型FDA电路的噪声的途径。二者都在宽频率范围上提供非常接近50Ω的输入匹配。对于平衡-不平衡变压器输入方案，输入匹配偏离出现在差分回路增益下降/存在平衡-不平衡频带限制时。对于只使用FDA的典型方案，输入匹配偏离取决于内部共模回路带宽，因为它将改变向Rg1看进去的外观阻抗。对每种方案执行输入阻抗仿真可获得图7的比较结果。



图7：平衡-不平衡变压器输入与典型FDA方案的输入阻抗比较。


此图显示了两种相对良好的50Ω匹配方案，只使用ISL55210时具有卓越的宽带匹配。平衡-不平衡变压器输入阻抗曲线显示了使用绕组阻抗来仿真插入损耗的缺点之一是中频带输入阻抗包括这些绕组电阻器。但在较高频率时的偏离是正确的，并显示了平衡-不平衡变压器带宽的影响。一般而言，一旦输入匹配偏离超过目标50Ω匹配的±10Ω，就表明回损下降至20dB以下。
使用ISL55210的典型FDA方案在较高频率时的输入匹配结果明显非常好。在这里，使用极高内部共模回路带宽(对于ISL55210为>1.5GHz)来改变该输入共模电压，且输入信号符合单端输入转差分输出配置要求时，结果尤其好。

几乎从来没有关于FDA的内部共模回路带宽的规范。所有器件均提供一个有待内部回路进行匹配的Vcm输入参考引脚。该参考通路常常具有频带限制(在ISL55210中为30MHz)，以限制外部噪声源进入输出信号。在内部，共模回路带宽必须显著较高，以实现良好的信号转差分性能。正是这个通常“未规定”的内部带宽设定了使电路(如图4)实现良好输入匹配的频宽。

大多数FDA都有意使CM带宽设置远低于差分带宽以保持稳定性。这时该内部共模回路带宽超过1GHz，如同ISL55210的情况一样，也许只使用FDA的电路能够通过消除Rt元件，以相当低噪声提供可接受的匹配直至500MHz。

总结

ADC接口经常要求的单端输入转差分输出可使用FDA通过许多方式实现。平衡-不平衡变压器方案能够以最低静态功耗提供最低噪声和偶次失真抑制，而没有平衡-不平衡变压器的典型FDA电路能够提供更宽信号带宽和更好的高频匹配。为实现该宽带匹配，FDA的内部共模回路带宽要显著高于早前器件提供的带宽。