首先图1是一个比较典型的音频功放，其来源是HIFIDIY.NET论坛，且品质得到众多发烧友的认可。只不过这是一个OCL功放
图1 DX AMP
图中Q3的发射极电阻和电容是我加上去的，原图是没有的。注意图中我标记的内容。容易认识到电压放大管Q3是放大通路的分水岭，Q3的B极之前是小信号电路，可以用小信号模型分析，而Q3的C极之后是大信号电路，要用分析大信号电路的方法来分析。
首先我们来了解大信号和小信号有什么区别。
看图2，这是常用的东芝大功率三极管2SC5200的IV特性曲线。
图2 大功率三极管2SC5200特性曲线
我在图中作出了红色的负载线，可以看到蓝色标注的X点，IC=6A，而IB=100mA，β值只有60，而Y点的β值是100多一点。可是在小信号情况下我们认为β是一个常数。所以如果照搬小信号分析时的结论而应用于大信号电路分析，极有可能造成错误。
需要说明一点的是：图2中的负载曲线表示的负载是1R，实际扬声器是8R、4R等规格。这样画的目的是为了说明我的观点。而饱和区的β值则会更小。
再看图3，这是三极管TIP41的Datasheet中的figure1
图3
从图中可以看到β值（β与hFE之严格定义和区别，请参看陈星弼《晶体管设计与原理（第2版）》等资料）随着集电极电流的变换情况，注意此图中用的是对数坐标。
我们知道扬声器的负载是8R、4R等规格，而电源用±16V，±30V等很正常，图1中用的是±35V。假如我设定±16V，则8R负载时，瞬间输出电流可达2A，这样IB就需要2A/100=20mA，这不再是一个可以忽略的量。
那我们来看一下没有自举时的情况会怎样？
图4
T1的输入忽略了偏置。考虑两种极端情况，第一种如图4.（蓝色的叉叉表示“此路不通”）当输入信号处于负半周时，即T1被截止的时候，T1的集电极是高电平，但是由于输出管的IB是mA级甚至10mA级，而电阻RC是kΩ级（这是因为为了保证电压放大线性度，电压放大管一般用小功率管，那么它的集电极偏置电流不能太大，所以RC不能太小），则RC上的压降是很可观的，而T2的E极电压跟随其B极，减掉一个VRC压降后，显然输出再也达不到VCC。
再看另一种极端情况，见图5
图5
此时T1是导通，甚至饱和。则电流流向如图中红线，这两个电流加在一起也是可观的，但是前面讲过RE是相对小的阻值。设想从图4的情形快速转变到图5的情形，则在转变完成后很短时间内CE是需要从VEE开始充电的，这样T1的C极就能够到达VEE或者非常接近VEE，从而输出可以到达VEE+|VBE|，可以认为能达到VEE。
经过上述分析，我们认为要扩展输出摆幅，电路需要改进。改进一，采用两级射随，TIP41/42属于中等的功率管，其与A1943/C5200组成达林顿结构。改进二，用自举电容。在怎样加电容之前，我们看到问题是在输出处于正半周的时候，RC上的压降大；而输出处于负半周的时候，除了不能缺少的T3的基极电流外还有额外的T1的集电极电流，但是无法消除的。
在加自举电容前，我们先来了解电容的性质。所以我们先看图6所示的最简单的整流滤波电路
图6 | 
