分级式或流水式ADC - 好噪声？坏噪声？教你认识ADC输入噪声

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　不要混淆有效位数（ENOB）和有效分辨率或无噪声码分辨率
　　由于术语的相似性，有效位数和有效分辨率经常被以为是相同的。但情况不是这样。
　　有效位数（ENOB）是当用一个满度正弦波输入信号激励ADC时对其输出的快速傅立叶变换（FFT）分析所产生的。计算所有噪声和失真项的平方和的平方根（RSS）值，可定义信号对噪声加失真的比率，称作信噪失真比〔S/（N+D）〕或信纳比（SINAD）。一个理想的N bit ADC的理论SNR由以下公式给出：
　　
　　通过将公式5中的SNR用计算出的ADC的SINAD代替并且对N进行求解，可以计算出ENOB。
　　
　　用于计算SINAD和ENOB的噪声和失真不仅包括折合到输入端的噪声，而且包括量化噪声和失真项。SINAD和ENOB用于测量ADC的动态性能，而有效分辨率和无噪声码分辨率用于衡量在直流输入条件下ADC的噪声，在直流输入条件下量化噪声不是一个问题。
　　使用噪声抖动提高ADC的无杂散动态范围
　　无杂散动态范围（SFDR）是RMS信号幅度与最大杂散频谱分量RMS值的比率。在高速ADC中，使SFDR达到最大的两个基本限制是前端放大器和采样保持电路产生的失真以及由于ADC编码器部分的传递函数的非线性产生的失真。获得高SFDR的关键是将这两个非线性误差减至最小。
　　虽然从ADC外部没有办法显著减少由其前端引起的固有失真，但是通过适当地使用抖动（有意施加到模拟输入信号的外部噪声），可减小ADC的编码器传递函数中的DNL误差。
　　在某些条件下，可利用抖动来提高ADC的SFDR（见深入阅读资料2～5）。例如，甚至在理想的ADC当中，在量化噪声和输入信号之间也存在相关性。这种相关性会降低ADC的SFDR，尤其是当采样频率是输入信号频率的整数倍时。大约1/2 LSB RMS宽带噪声和输入信号相加以便随机化量化噪声并且将这种相关性影响减至最小（见图5a）。但是，在大多数系统中，噪声已经叠加在信号之上（包括ADC 的折合到输入端的噪声），所以不需要另外的抖动噪声。如果增加宽带RMS噪声超过约一个LSB，那么会按比例减少SNR并且无需其它的改进方法。
　　另外一种已经开发的噪声抖动方法是使用较大量的抖动噪声以随机化ADC的传递函数。图5b示出一个包含伪随机数发生器驱动一个DAC的抖动噪声源。首先从ADC输入信号中减去这个抖动噪声，然后经过数字化添加到ADC输出端，因此使SNR无明显降低。但是，这种方法有一个固有的缺点，就是当抖动信号幅度增加时必须减小ADC输入信号的摆幅以防止过驱动ADC。应当注意的是，尽管这种方案改善了由ADC编码器非线性产生的失真，但它不能显著改善由其前端产生的失真。

　　

　　图5.使用抖动随机化ADC传递函数

　　另一种比较容易实现的方法，尤其是在宽带接收器中，是在有用信号带宽之外注入一个窄带抖动信号，如图6所示。通常，因为没有信号分量处于直流附近的频率范围，所以常常在这个低频区域注入一个抖动信号。注入抖动信号的另一个可能的区域是稍小于fS /2的区域。因为抖动信号相对于有用信号带宽（通常几十万赫兹带宽就足够了）仅占用很小一部分，所以没有明显降低SNR，如果抖动是宽带信号则会显著降低SNR。

　　

　　图6.注入带外抖动以提高ADC的SFDR分级式或流水线式ADC，例如AD66452 14bit，105MSPS ADC （见图7），在ADC范围内特定编码变迁点处具有非常小的DNL误差。AD6645包括一个5 bit ADC（ADC1），以及随后的5 bit ADC（ADC2）和6 bit ADC（ADC3）。仅在ADC1变迁点处会出现很大的DNL误差——在ADC2和ADC3变迁点处出现的DNL误差都很小。与ADC1相关的有25 = 32个变迁点，对于2.2 V满度输入范围，每68.75 mV（29 = 512 LSB）发生一次变迁。

　　图7. AD6645 14 bit，105 MSPS ADC简化框图
　　图8示出这些非线性误差放大的示意图。

　　

　　图8. AD6645分级变迁点的DNL误差（放大的示意图）

　　对于大约为200 MHz的模拟输入，与编码器产生的失真相比，AD6645前端产生的失真分量可以忽略。也就是说，AD6645传递函数的静态非线性误差是SFDR的主要限制。

　　我们的目标是在ADC输入范围内选择适当范围的带外抖动以便随机化这些小DNL误差，从而减少平均的DNL误差。实验上采用的方法是，使P-P抖动噪声覆盖约两个ADC1变迁区域对DNL有最大改善。对于较高幅度的噪声，DNL没有显著的改善。两个ADC1变迁区域覆盖1024 LSB P-P，或大约155 （= 1024/6.6） LSB RMS。
　　图9中第一张曲线图示出输入信号范围中的一小段内的无抖动DNL误差，包括两个分级点，它们相距68.75 mV（512 LSB）。第二张曲线图示出加入155 LSB RMS抖动（随后经过滤波输出）后的DNL误差。这个抖动幅度相当于大约–20.6 dBm。应当注意对DNL误差的显著改善。
　　可用许多方法产生抖动噪声。例如，可使用噪声二极管，但是对一只宽带双极型运算放大器的输入电压噪声进行简单地放大可提供一种比较经济的解决方案。这种方法在别处有详细介绍（参看深入阅读资料3，4和5），这里不作讨论。
　　图10示出使用带外抖动获得SFDR的显著提高，使用了深度（1，048，576点）FFT分析，这里AD6645以80 MSPS采样速率对–35 dBm，30.5 MHz信号进行采样。注意，没有抖动的SFDR大约为92 dBFS，与有抖动时的108 dBFS相比，实质上提高了16 dB！
　　AD6645是ADI公司于2000年推出的ADC产品，至今仍然具有最好的SFDR性能。自从AD6645推出几年来，在制造工艺和电路设计两方面的提高产生出甚至更高性能的ADC，例如，AD94443（14 bit，80 MSPS），AD94454（14 bit，105 MSPS/125 MSPS），

　　

　　图9. AD6645 DNL误差曲线图，无抖动和有抖动两种情况

　　

　　图10. FFT曲线图示出AD6645的SFDR，无抖动和有抖动两种情况

　　

　　图11. AD9444， 14 bit， 80 MSPS ADC; fS=80 MSPS， fIN=30.5 MHz，信号幅度=-40 dBFS.

　　和AD94465（16 bit， 80 MSPS/100 MSPS）。这些ADC具有非常高的SFDR（对于70 MHz满度输入信号，典型值大于90 dBc）和低DNL。在一定输入信号条件下，加入适当的带外抖动信号还可以提高SFDR。
　　图11示出了AD9444的FFT曲线图（有抖动和无抖动两种情况）。可以看到，在给定的输入条件下，加入的抖动将SFDR提高了25 dB。上述数据是使用ADI simADC™6程序和AD9444模型获得的。
　　尽管图10和图11示出的结果相当显著，但不应认为在所有条件下加入带外噪声抖动总是会提高ADC的SFDR。我们重申，这种加抖动方法不会改善 ADC前端电路的线性误差。甚至对于一个接近理想的前端，抖动的影响也高度依赖于输入信号的幅度和抖动信号本身的幅度。例如，当信号接近ADC的满度输入范围时，传递函数的INL可能会成为决定SFDR的限制因素，并且加抖动也不会有帮助。在任何情况下，用户都应当仔细研究产品技术资料，在有些情况下可能会给出有抖动和无抖动数据，以及对于幅度和带宽的建议。抖动可能成为新的中频（IF）采样ADC的一个内置功能。
　　结论
　　在本文的讨论中，我们考虑了对所有ADC都共同的折合到输入端的噪声。在精密、低频测量应用中，通过采用降低采样速率和额外的硬件方法对ADC输出数据进行数字平均，可以减小这种噪声的影响。虽然通过这种平均方法实际上可提高ADC的分辨率，但不会减小INL。只是小的折合到输入端的噪声才需要用平均方法提高分辨率；但是对于大的噪声要求大量采样进行平均，以便减小噪声。

　　在一些高速ADC应用中，加入适当范围的带外噪声抖动可以减小ADC的DNL误差并且提高其SFDR。但是，采用抖动噪声方法对提高SFDR的效果高度依赖于选用ADC的特性。