使用CF导致的零抵销寄生电容导致的极点
以上简要介绍了向CFA添加CF 产生的影响，从中可以看出，可以安全使用CF 来补偿输入电流源的寄生分流电容。
图3所示电路的闭环增益表示为等式6。为了厘清添加反馈电容对该电路的影响，可用ZF 取代等式6中的RF ，与推导等式9的方法相似，其中，ZF由等式8定义。电路如图5所示。
图5. 基于实用CFA的TIA（用CF 补偿寄生电容）
图5所示电路的闭环增益可通过等式12求得：
 (12)
根据该等式，可以算出环路增益为
 (13)
等式13中，因CF导致的零与等式10中的零相同，但CF导致的极点则从 移到了 。
通过向 CF 添加C，可以移动极点位置，以匹配零的位置，从而抵销掉输入电流源的寄生电容C导致的极点。在等式13中，将CF 和C导致的极点频率设为因CF导致的零频率，则得到等式14：
 (14)
等式14所示为计算CF的值的简单公式，该值可抵销图5所示TIA中的寄生电容C导致的环路增益中的极点。以这种方式将极点零完美抵销之后，环路增益会回归最初形式，含有主极点和高频极点，如等式11所示。至此，闭环增益可以表示为等式15。
 (15)
在使用等式14时，遇到的主要困难是确定Ro，该值是可变的，而且CFA数据手册中未必提供其额定值。然而，只要环路增益图的斜率在通过0dB时合理接近20 dB/十倍频程，则极点-零抵销无需如此精确。等式14表明，CF 随 Ro 线性递减，因为随着 Ro 接近0，自举发生次数会增加，其中，C完全自举，所需 CF 等于0。等式14也可表示为一种匹配时间常数形式，如 RoC = RFCF。等式14的匹配时间常数形式与对VFA进行寄生求和节点电容补偿时获得的结果非常相似： RGCG = RFCFRFCF，其中 RG 为VFA增益电阻，CG 为 RG的交越电容，该电容一般为寄生求和节点电容。然而，获得这种优势是需要付出代价的。虽然添加CF 可使TIA变稳定，但同时也会在 时在闭环增益中导致一个极点，如等式12和等式15所示。等式15所描述的闭环增益可以视为传递函数相乘的两个级联系统。第一个系统的传递函数为等式15中最左侧的因子，维度为欧姆。第二个系统的传递函数为等式15中最右侧的因子，无维度。
第二个系统的响应取决于环路增益，只要环路增益幅度在20 dB/十倍频程时跨过0 dB，就可以模拟为一个一阶传递函数。基本反馈理论表明，如果达到这一滚降条件，当环路增益幅度>>1时，第二个系统的闭环增益幅度约等于单位增益，当环路增益幅度<<1时，则跟随环路增益幅度。闭环增益中的3-dB点出现在环路增益幅度跨过0 dB时的频率（如果斜率略快于20 dB/十倍频程，则在接近0-dB交越点之处，闭环响应中会出现一些峰化）。因此，在一个稳定的放大器中，第二个系统可以近似模拟为一个一阶、低通滤波器，其单位增益处于通带中，且截止频率等于环路增益幅度跨过0 dB时的频率。第一个系统的传递函数为反馈因子的倒数，其响应为简单的一阶、低通响应，直流值为RF，转折频率为 。
凭直觉可以看出，CF 导致的额外极点是意义的，因为输出电压是流过反馈阻抗的电流形成的，而反馈阻抗随频率增加而下降。当CF 的电抗等于RF的值时，会形成极点。在使用反馈电容补偿、基于VFA的TIA中会发生相同的情况。不过可以略微扩大闭环带宽，其方法是从根据等式14计算的值开始，小心地减小CF ，移出极点频率，并缩减相位裕量，但这只能尝试着做。
简介
电流反馈放大器(CFA)历来都不是跨阻放大器(TIA)的首选，因为它们具有较高的反相输入电流和反相输入电流噪声，可能比同等级电压反馈放大器(VFA)至少高出一个数量级。另外，许多系统设计师对CFA并不熟悉，因为不大愿意使用它们。然而，事实上，CFA使用起来非常简单，而且在要求高增益、低功耗、低噪声、宽带宽和高压摆率的应用中，其性能可能超过VFA。其主要优势之一是，一个理想CFA的环路增益独立于其闭环增益，为此，CFA可以实现出色的谐波失真和带宽性能，而不受其闭环增益的影响。 |
