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- UID
- 1029342
- 性别
- 男
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二阶互调失真寄生信号问题
在直接转换接收器中，二阶互调失真分量 （IM2） 直接落入带内 （在基带频率）。例如：取两个间隔开 1MHz （分别位于 2140MHz 和 2141MHz） 的相等功率 RF 信号 （f1 和 f2），以及间隔开 10MHz （位于 2130MHz） 的 LO 信号。最终的 IM2 寄生信号将位于 f2 – f1 （即 1MHz）。通过采用外部控制电压，LTC5585 拥有了在 I 和 Q 通道上进行独立调节以实现最小 IM2 寄生信号的独特能力。图 3 示出了一种用于 IIP2 测量和校准的典型配置。差分基带输出采用一个平衡-不平衡变压器进行组合，而 1MHz IM2 差动频率分量采用一个低通滤波器来选择，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的强大主音调压缩频谱分析仪前端。如果未采用该低通滤波器，则必须在频谱分析仪上提供 20~30dB 的衰减及长久的平均测量时间以实现上佳的测量。如图 4 中的输出频谱所示，可以预知 IM2 分量将落入带内 （在 1MHz）。另外，该曲线图还示出了调节前后的 IM2 分量 —— 通过调节 IP2I 和 IP2Q 引脚上的控制电压，可使寄生信号电平下降大约 20dB。该调节使 IM2 寄生信号电平下降到低至 -81.37dBc。
由于拥有这种 IIP2 优化能力，因此可以考虑两种可行的 IP2 校准策略。一种可以是在工厂里完成并在“设定后便不需再过问” 的校准步骤。在这种场合，每个调节引脚采用一个简单的微调电位器就足够了，如图 3 所示。另一种策略是利用软件来执行自动闭环校准算法，这使得能够周期性地对设备进行校准。对于已经在监视其发送器输出的 DPD 接收器而言，这是小事一桩，因为发送器能轻松地产生两个测试音。对于主用接收器，这种校准可能需要额外的硬件以将两个测试音回送至接收器通道。在任何情况下所有这些都可以在一个离线校准周期中完成。这样的一种方法将需要把那些有可能影响基站性能的实际工作环境因素考虑在内。
DC 偏移电压清零有助于优化 A/D 转换器动态范围
该芯片还集成了一种相似的调节能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 输出电压。当整个信号链路采用 DC 耦合时，因内部失配以及 LO 和 RF 输入泄漏的自混频所产生的 DC 偏移分量会缩减 ADC 的动态范围。举个例子，当一个 10mV 的中等输出 DC 偏移电压通过一个 20dB 增益级时，将在 A/D 转换器的输入端产生 100mV 的 DC 偏移。对于 12 位 ADC 的 2Vp-p 输入范围而言，该 DC 偏移量意味着空间减少了 205 LSB，即实际上导致 ADC 的动态范围缩小了 0.9dB。
为了最大限度地减少 LO 与 RF 输入之间的泄漏，应谨慎地隔离这两个信号。在 PCB 布局中，需把这两个信号的印制线彼此分离以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信号也将发生自混频，从而在输出中形成一个 DC 偏移项。幸运的是，LO 电平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能轻松地通过调节予以消除。更成问题的是 RF 输入，它会在一个很宽的信号电平范围内变化。至 LO 输入端的任何的信号泄漏都将发生自混频，并在信号变化时产生一个动态 DC 偏移电压。这将使解调信号产生失真。因此，保持很少的泄漏将有助于最大限度地抑制 DC 偏移。
直接转换接收器的潜在成本优势
零中频接收器因其潜在的成本节省优势而特别引人注目。如上文所述，RF 信号被解调至一个低频基带。在较低的频率下，滤波器的设计变得较为容易。此外，零中频解调在基带上还不会产生镜频，因而免除了增设一个相对昂贵的 SAW 滤波器之需。或许其中最吸引人的一点是 ADC 采样速率可以显著减低。在我们上面所举的例子中，利用一个双通道 310Msps ADC （例如：凌力尔特的 LTC2258-14） 即可有效地满足 150MHz 的 I 和 Q 基带带宽，而不必去使用一个贵得多的较高采样速率 ADC。
结论
面对无线接收器带宽的增加与性能的提高，一款新型宽带正交解调器提供了一种替代方案，可帮助克服其架构缺点并提升接收器的性能水平，同时在成本方面也受到用户所收接。 |
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