基于三半桥拓扑的双向DC/DC变换器软开关条件研究 开关

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三半桥变换器的工作原理
隔离型三半桥DC/DC变换器的主电路包含两个输入级组合式升压半桥电路，一个三绕组的高频变压器，以及一个输出级电压型半桥电路。将变压器用其等效模型[2，3]替换，其主电路以原边为参考的等效电路如图1所示。

图1三半桥DC/DC变换器以原边为参考的等效电路
在正向（Boost）模式下，一个完整的开关周期根据状态的不同可以划分成t0～t19共19个工作区间。这里假设t1时刻之前的稳态对应于开关管S1导通，开关管S5和S3的反并联二极管D5, D3因正向偏置而导通。具体模态如下。   
⑴　 模态1（t0～t1）
在t1时刻之前，电路达到稳态，S1, D5和D3导通，Vcr2=V1+V2电感Ldcl、Ldc2均在释放能量，两个输入端的电感电流均在线性下降。此阶段电容C1经S1放电，C2充电，电容C5经二极管D5充电，C6放电，原边所提供的功率除传递给负载外，同时给电容C3充电。
⑵　模态2(t1～t2)
t1时刻S1关断，Cr1、Cr2与Tr谐振，Cr1充电，Cr2放电，Vcr2从Vcr2=V1+V2开始降低，Vr12＝Vcr2－V2也因此降低，电容Cr1、Cr2的电压变化率为Vcr2=（V1+V2）－Vr1， 时刻Vcr2由0开始变负时，D2开始因正偏而导通。原边电流ir56在正向电压作用下线性增加，并且由负变正。
⑶　模态3 (t2～t3)
t2时刻D2导通，将S2的端电压箝位在0，此模态下任一时刻内给S2加驱动信号，即可实现S2的零电压(ZVS)开通。原边电流ir12线性降低，ir56继续增加直至t3时刻。
⑷　模态4(t3～t4)
t3时刻，当原边电流ir56大于输入电感电流idc2时，开关管S5导通，原边电流ir56继续增加，ir12则继续降低，直到t4时刻ir12=idcl 。
⑸　模态5(t4～t5)
t4时刻，当原边电流ir12小于输入电感电流idcl时，开关管S2导通。在这一阶段，ir12继续下降至反向变负。  
⑹　模态6(t5～t6)
t5时刻S5关断，Cr5、Cr6与变压器Tr漏感谐振。Cr5充电，其电压不断升高，Cr6放电，其电压不断降低。电压变化率主要与t5时刻原边电流值ir56(t5)有关。t6时刻Ｖcr6由0开始变负时，D6开始因正偏而导通。原边电流ir12继续下降，ir56在负电压作用下开始降低，副边电流ir34= ir12+ir56也因此而线性下降。
⑺　模态7(t6~t7)
t6时刻D6导通，将S6的端电压箝位在0。此模态下任一时刻内给S6加驱动信号，即可实现S6的零电压(ZVS)开通。副边电流ir34继续降低。
⑻　模态8(t7～t8)
t7时刻，副边电流ir34反向为负，电流由D3换流到S3中，D3阻断，S3导通。原边电流ir56继续降低，直到t8时刻ir56= idc2。
⑼ 模态9（t8～t9）
t8时刻，当原边电流ir56小于输入电感电流idc2时，开关管S6导通。
⑽　模态10(t9～t10)
t9时刻S3关断，Cr3、Cr4与变压器Tr漏感谐振，Cr3充电，Cr4放电，充放电电压变化率与t9时刻的副边电流值ir34(t9)有关。t10时刻Ｖcr4由0开始变负时，D4因正偏而导通。原边电流ir56持续降低，并开始反向变负。
⑾　模态11（t10～t11）
t10时刻D4导通，将S4的端电压箝位在0。此模态下任一时刻内给S4加驱动信号，即可实现S4的零电压(ZVS)开通。
⑿　模态12(t11～t12)
t11时刻S2关断，Cr1、Cr2与变压器Tr漏感谐振，Cr2充电，其电压不断升高，Cr1放电，其电压不断降低，电压变化率主要与t11时刻原边电流值ir12(t11)有关。t12时刻
Ｖcr1由0开始变负时，D1开始因正偏而导通。
⒀　模态13(t12～t13)
t12时刻D1导通，将S1的端电压箝位在0，此模态下任一时刻内给S1加驱动信号，即可实现S1的ZVS开通。原边电流ir12在正向电压的作用下线性增长，并开始由负过0变正。
⒁ 模态14(t13～t14)
t13时刻S6关断，Cr5、Cr6与变压器Tr漏感谐振，Cr6充电，Cr5放电，电压变化率主要与t13时刻原边电流值ir56(t13)有关。t14时刻Vcr5由0开始变负时，D5开始因正偏而导通。   
⒂　模态15(t14～t15)
t14时刻Vcr5＝0，D5正偏导通，将S5端电压箝位在0。原边电流ir12继续线性增加直至t15时刻ir12= idc1，ir56在正电压的作用下也在线性增长，副边电流ir34= ir12+ir56也因此而线性增加。此模态下任一时刻内给S5加驱动信，即可实现S5的零电压(ZVS)开通。
⒃　模态16(t15～t16)
t15时刻，当原边电流ir12大于输入电感电流icd1时，开关管S1导通。副边电流ir34线性增加直至t16时刻ir34=0。
⒄　模态17(t16～t17)
t16时刻，当副边电流ir34由负过0时，电流由D4换流到S4中，S4导通。
⒅　模态18(t17～t18)
t17时刻S4关断，Cr3、Cr4与变压器Tr漏感谐振，Cr4充电，其电压不断升高，Cr3放电，其电压不断降低，电压变化率主要与t17时刻副边电流值ir34(t17)有关。当t18时刻Cr3端电压过0变负时，D3自然导通，在t17～t18期间S3可以零电压开通。此后，又回到模态1，电路又开始下一周期的模态循环。
根据以上分析可知，隔离式三半桥ＤＣ/DC变换变压器原副边，在一个开关周期的电压电流波形及开关管时序如图2所示。

图2正向模式下电流电压工作波形以及开关时序图
ＤＣ/ＤＣ变换器两侧拓扑结构的对称性，反相（Buck）模式的工作原理与正向（Boost)模式是相似的。这里就不赘述。
3 软开关条件
三半桥双向DC/DC变换器在正方向模式下的工作原理，和换流过程与单输入ZVS双半桥双向DC/DC变换器是相似的[4] 。开关器件关断时，会将其中通过的电流转移到相应的箝位电容中与变压器漏感谐振，与同一桥臂上两个开关管并联的箝位电容分别进行充电和放电，电压线性上升和下降，从而实现零电压关断。而零电压开通的实现，是通过使已施加正向驱动信号的开关管在反并联二极管导通时开通。
在Boost模式下开关管S4～S6零电压开关（ZVS）的实现，与开关管关断前时刻原副边电流的状态有关，由其工作原理分析可知，不同时刻电流要求如式（1）所示。


其中Ø13，Ø53分别为与电源Vin1，Vin2连接的两个组合式半桥拓扑单元，与输出侧电压型半桥拓扑单元驱动信号之间的移相角， Ø15为两个组合式半桥电路之间的移相角。
将函数fl到f6分别与控制变量Ø13，Ø53绘成三维图，低压侧开关管S1，S2和S5，S6的软开关条件受到Ø13，Ø53范围的限制。当Ø13取值较大，Ø13取值较小，或者两者同时都取较大值时，f1,2,4,5>0的条件就容易得到满足，这就意味着三半桥DC/DC变换器一个输入级电路开关管的软开关条件，要受到另一个输入级中控制变量的影响。高压侧开关管S3, S4在变换器输出功率整个可调范围内都能实现软开关。在实际工作中，为了对变换器所传输的无功功率进行限制，Ø13，Ø53可调范围都被限定在的范围内[5]。因此，要根据变换器两个输入级电路控制变量之间的相互影响，合理选取移相角Ø13，Ø53的值。   
5 仿真验证
在进行了理论分析后，对上文三半桥DC/DC变换器在Boost和 Buck两种工作模式下的软开关条件进行仿真验证，
图3 和图4中，分别显示了三半桥DC/DC变换器在Boost和Buck两种工作模式下，低压侧和高压侧开关管电压和电流仿真波形。以Boost模式下低压侧开关管S5为例，在S5关断前，漏感电流Ir56达到正向最大值并且大于Idc2，Ids5<0 ，S5反并联二极管导通，S5关断时Vds5=0，实现了零电压关断。而在S5导通前，Ids5反向小于0，通过开关管的反并联二极管续流，并且在t时刻，Ids5从二极管换流到开关管S5中，实现了S5的零电压导通。同理，在Boost和Buck两种工作模式下，低压侧开关管S1、S2、S5、S6和高压侧开关管S3、S4均能实现零电压导通和关断(ZVS)。

图3　Boost模式下开关管电压和电流仿真波形

图4　Buck模式下开关管电压和电流仿真波形
6  结论
通过对三半桥DC/DC变换器在Boost和 Buck两种工作模式下工作原理的分析，得出了三半桥DC/DC变换器实现软开关的条件，并对软开关条件的范围进行了分析，得出了影响三半桥DC/DC变换器软开关条件的因素。
通过仿真验证，结论如下：
⑴       三半桥DC/DC变换器在Boost工作模式下的软开关条件如式（1）所示。
⑵       三半桥DC/DC变换器在Buck工作模式下的软开关条件如式（2）所示。
⑶       三半桥DC/DC变换器，一个输入级电路开关管的软开关条件要受到另一个输入级中控制变量的影响，要根据变换器两个输入级电路控制变量之间的相互影响，合理选取移相角的值。