浅谈如何实现开关频率控制、负载和线路电压优化 工作, 参考资料, 最大功率, 制造商

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　环保因素已经为当代电源设计催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡议及其铜级、银级和金级衍生标准（见参考资料［1］）迫使台式机及服务器制造商寻求创新的方案。一项重点就在于功率因数校正（PFC）段，此段跟EMI滤波器一起在低线路电压、满载条件下可能消耗输出功率的5%至8%.　　然而，在一般情况下，相关器件并不是总是以它们设计的最大功率工作，而只有短时间以最大功率工作。因此，要有效地节能，“绿色要求”不仅针对满载能效。相反，这些要求倾向于因应实际工作条件，规定在满额功率20%、50%及100%等不同负载状况下的最低平均能效等级，或是能效比。
　　因此，中低负载条件下的能效比已成为要应对的要点。降低开关频率是减小这些条件下功率损耗的常见选择。要在极低功率条件下提供极高能效，这方案在中等功率等级的应用就必须非常审慎。本文将阐释如何管理开关频率以提供最优能效性能。文中将简述电流控制频率反走（CCFF）技术的原理。这种新方案在控制开关频率方面极为有用，提供最优的平均能效及轻载能效等级。
　　临界导电模式或不连续导电模式
　　开关损耗难于精确预测。当PFC升压转换器从临界导电模式（CrM）跳转到不连续导电模式（DCM）时，我们还是可以根据工作模式来判定损耗趋势。图1显示了这两种模式在相同功率及线路条件下（如相同线路电流）的MOSFET电流波形。

　　

　　无论在什么工作模式，线路电流是开关周期内的电感电流的平均值，而开关周期就是PFC升压转换器之电磁干扰（EMI）滤波器工作的平均过程时间。
　　在CrM下，线路电流的计算非常简单（1）：
　　
　　如上所述，DCM下的导通时间就是将CrM下的导通时间乘以一个因数m（m》1），以维持提供恰当的功率。因此，电感峰值电流与电流周期时长均乘以导通时间与退磁时间之和：
　　
　　
　　

　　

　　图2显示了没有频率反走条件下获得的DCM损耗相对于CrM损耗的百分比。DCM损耗与CrM损耗之比根据等式（2）来计算，α比的值在1至10之间变化。当α为1时，频率并未降低，因此DCM损耗及CrM损耗相等，使二者之比为100%.α值越高，当 DCM能效降低时，DCM损耗与CrMR损耗之百分比就越高；相反，当采用频率反走
　　
　　图2显示出：
　　-当导电损耗较高或处在相同范围时，频率反走技术增加了损耗（棕色迹线）。当大的均方根电流在转换器中环流时，如当PFC段处在重负载、低线路电压条件下，就出现这种情况。
　　-当导电损耗略小于开关损耗时，就需要有限程度地降低频率。但程度必须有限。否则，就完全泯灭了在开关损耗方面的好处，或者是无法针对导电损耗增加（绿色及紫色迹线）提供补偿。这种情况与线路及负载条件相对应，导致转换器流动中等的电流……
　　-当导电损耗相对于开关损耗极低时（蓝色及橙色迹线），频率反走大幅降低总体损耗。然后，在线路电流较小的条件下，必须降低开关频率。
　　应当注意的是，频率反走技术带给MOSFET开关损耗的好处被低估了DCM开关损耗为将CrM开关损耗最少
　实验数据
　　下述数据是使用以NCP1631（见参考资料［2］）驱动的两相交错式PFC段获得的。此控制器采用频率钳位临界导电模式（FCCrM）工作，还具有频率反走功能。但应当指出的是，与CCFF（见下一段）相比，频率钳位并不取决于电流电平，而是在电流半正矢波范围内给定功率条件下保持恒定。图3显示了NCP1631 300 W评估板在施加了115 Vrms输入电压、10%、20%及50%负载条件下的能效。调节电路的反走特性以测量20%负载条件下三种不同工作频率时的能效，并考虑测量其它两种负载工作条件下两种不同工作点时的能效。下面的数据印证了轻载条件下频率下降时能效提升，且在负载较重时开关频率逐渐减小的情况下能效降低。

　　

　　电流控制频率反走（CCFF）
　　沿袭这些能效考虑因素，安森美半导体推出了采用所谓的电流控制频率反走（CCFF）技术以驱动 PFC升压段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，当线路电流超过设定点时，PFC段采用传统CrM工作。相反，当电流低于此预设值时，在线路电流降低到0时，开关频率下降到约20 kHz（见参考资料［3］和［4］）。
　　实际上，这些控制器监测线路电压以构建线路电流的信号表征。内部计算产生一个电流，此电流结合外部电

　　

　　对CrM PFC升压段的开关频率进行钳位通常导致线路电流失真，因为传统电流波形原理假定采用CrM工作这种传统局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半导体的FCCrM电路类似（如NCP1605）：集成了一个电路（称为VTON处理模块）来调制导通时间，以补偿存在的死区时间。此模块基于积分器（详情参见产品数据表），在对开关纹波进行了恰当滤波的条件下，其时间常数接近100 μs.

　　

　　如图5所示，在大线路电流条件下，CCFF升压段倾向于采用CrM工作；随着线路电流减小，控制器采用不连续导电模式（DCM）工作。通过这种方式，即使在DCM条件下，MOSFET导通时间被延长，直至MOSFET漏极-源极电压位于谷底以提供最佳节能效果。
　　CCFF技术进一步催生了稳定的谷底工作。

　　

　　图6 – NCP1612评估板在230 V、160 W条件下接近线路过零点时的工作。MOSFET漏极-源极电压为红色迹线，而蓝色迹线代表的是MOSFET电流。
　　CCFF使宽负载条件下的能效曲线变得更平坦

　　

　　我们基于NCP1611评估板进行了测试（见参考资料［3］）。这电路板是纤薄（厚度低于13 mm） PFC段，其设计旨在宽交流线路条件下提供160 W功率，如图7所示。
　　此电路板的设计旨在采用CCFF工作。然而，通过迫使高于2.5 V时的线路电流信号表征来关闭CCFF频率反走特性，此电路板也可以轻易地采用CrM工作。此外，通过防止线路信号表征下降至低于0.75 V，也可以关闭CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，这种多用性也支持测试三种模式：CrM、CCFF及关闭跳周期的CCFF，提供极佳的相互比较，因为它们在相同的应用中工作，且使用相同的外部元器件。这样一来，就可以精确地比较这三种模式。
　　公平地比较也要求在有可能实现更好的定制方案时避免过大地影响某种模式的配置。但若每种模式都相同，便可能使其中某种模式不恰当地处于不利地位。此电路的设计要么采用自供电，要么采用外部电压源供电。出于能效测量起见，第二种方案更宜采用，因为自供电方案中应用电荷泵来为VCC供电的能耗与开关频率成正比。采用自供电方案将会大幅影响轻载CrM能效。例如，测量结果显示，在高线路电压、20%负载时，此电荷泵可能会降低CrM能效达1%，但它不会显着影响CCFF性能。
　　当PFC段插电时，会出现大电流给大电容充电。此电路板包含NTC来限制浪涌电流。此NTC已经被短路，用于测量能效。

　　

　　图8显示了大功率范围（从5%负载到100%负载）内低线路及高线路电压时的能效比。右侧的 CCFF能效曲线类似于传统CrM PFC段。在左侧的图中，由于开关损耗的缘故，能效正常下降，直到一个拐点，此时能效又上升，这是CCFF工作的结果。如前所述，当线路电流低于预设值时，CCFF使开关频率作为瞬时线路电流的函数来线性下降。CCFF阈值设定为约低线路电压时最大线路电流的20%，及高线路电压时最大线路电流的近 45%，这可以从图8中所观察到的拐点得到印证。
　　要提醒一下的是，CCFF以瞬时线路电流的函数形式工作：当线路电流的信号表征（由 FFcontrol引脚产生）低于2.5 V时，电路降低开关频率。这就是接近线路过零点时的案例，而无论这是负载多大。因此，开关频率在线路正弦波最小值时下降，即使是在重负载条件下。这就是大负载时能效也提升了的原因，最少是在高线路电压条件时就是如此，此时CCFF的影响更大，因为线路电流较小。
　　当瞬时线路电流要变得极小时（在我们的应用中为低于最大电流电平的约5%，见参考资料［1］），电路进入跳周期模式。换句话说，在功率转换成为低效的瞬间，电路停止工作。与不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式进一步提升了轻载能效（高线路电压时约提升2%，满载时约提升5%）。
　　从更普遍的意义上讲，图8显示出CCFF在低线路电压条件下低于20%负载时大幅提升能效，而在230 V高线路电压条件下低于50%负载时开始显现其优势。
　　应该注意的是，总谐波失真（THD）受跳周期模式功能的影响。即使总谐波失真相对较低，但在要提供优异THD性能时，应当禁止使用跳周期模式。可以参见NCP1611/2评估板有关功率因数及THD的数据。
　　众所周知，由于高工作开关频率的缘故，CrM系统在高线路电压、轻负载时通常无法持续工作。相反，它们进入突发模式。这种情况通常在最高线路电压等级工作、20%或以下负载范围时出现。图8显示了降低开关频率就克服了这个局限。因此，应当注意的是，CCFF进一步提供了在低至极低功率等级时提供稳定工作的可能性。
　　结论
　　计算开关损耗是一个棘手的过程。本文介绍了一种预测降低开关频率时DCM损耗与CrM损耗相关性趋势的方法。分析及实验数据显示：当导电损耗相对于开关损耗较小，既在线路电流较低时，更适宜采用频率反走。图2甚至显示电流越低，最优频率也越低，从而在”高能效的频率“与线路电流之间产生的关联，这就是CCFF的工作原理……实验数据确认了在低线路及高线路电压条件下CCFF即使在扩展功率范围也维持高能效比。更通俗地说，如果启用了跳周期模式，从5%负载到100%负载范围下，能效都保持高于94%;而当关闭跳周期模式时，能效底值（在5%负载时获得）降到了92%.