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 如果考虑闪烁噪声的情况下，噪声增加了 Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差结构中，闪烁噪声将无关紧要，因为信号主要在中频进行放大。
减少闪烁噪声的方法(3)：下变频器后的链路工作在低频，这样可以选择双极性晶体管，从而能够降低闪烁噪声;另外采用高通滤波器和类直流校准也能够抑制低频的噪声。
2. 直流偏置(DC-offset)
由于零中频接收机转换带宽信号到零中频，大量的偏置电压会恶化信号，更严重的是，直流偏置信号会使混频后级饱和，如饱和中频放大器，ADC 等。
 为了理解直流偏置的起源和影响，我们可以参照图四的接收通道进行说明。
如图四(a)所示, 本振口，混频器口，LNA 之间的隔离度不好，Lo(本振信号)可以直接通过 LNA和混频器，我们叫做”本振泄露”, 这种现象是由于芯片内部的电容及基底耦合的，耦合的 Lo 信号经过 LNA 到达混频器，和输入的 Lo 信号混频，叫做”自混频”，这样会在 C 点产生直流成分;近似的情况如(b),从 LNA 出来的信号耦合到混频器的本振输入口，从而产生了直流分量;
为了保证 ADC 能够采样出射频端口微伏级的电压，通常需要整个链路增益在 100dB 以上，其中25-30dB 的增益来自 LNA 和混频器的贡献。
基于如上分析，对于自混频产生的直流偏置，我们可以做一个大概的估算，假设混频器的 Lo 输入信号为 0.63Vpp(等同于在 50ohm 系统中的 0dBm)，通常情况下是-6dBm--+6dBm，假设隔离度为60dB，所以图五(a)，考虑到 30dB 的射频增益，混频器的输出直流信号大概为 10mVpp，在现代通信系统中，在 LNA 输入的有用信号可以低至 30uVrms, 为了能够采样有用信号，需要中频放大70dB 左右，10mV 的直流电压也会放大 70dB，会导致混频器后的基带放大器器件饱和，产生失真，即使基带放大器是理想的放大器，也需要一个超高动态范围的 ADC 才能解决直流偏置问题，而这种动态范围的 ADC 在实际上是不可实现的。
怎样解决零中频接收机的直流偏置问题呢?最简单的方案是采用交流耦合的方式，比如加一个高通滤波器，然而随机二进制数据的频谱在 DC 会呈现出一个峰值，很多仿真证明，为了不恶化信号，高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的 0.1%, 如果是 GSM信号，其数据速率为 200K，这要要求滤波器的截止频率为 200Hz 左右，这样小的值会导致，1：如果直流偏置变化，其响应会非常慢，2:需要非常大的电容和电阻， 解决的办法是采用在直流附近最小化信号能量的调制方式，比如 UMTS 制式的 BPSK 调制方式。
另外一种常用的方法是通过算法校准的方式消除直流偏置，如图五所示的架构是 TI(德州仪器)的盲校算法,通过计算 122.88MHz 时钟周期的直流偏置量，每 1.067ms 输入信号实时抵消直流偏置，
直流累加
 更新直流偏置
 直流偏置更新统计
 直流偏置补偿
  TI 的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV 以内，图六是基于 TRF3711 的实测试结果。
 3. I/Q 不平衡(I/Q imbalance)
对于大多数相频调制信号，采用零中频架构要求 I/Q 两路信号必须是正交，可以采用射频偏移 90图七(a)度或者 Lo 偏移 90 度度的方式图七(b)，偏移 RF 信号需要承担严重的噪声—功率—增益间的平衡，通常采用偏移 Lo 的方式实现正交解调，对于 I/Q 两路信号的相位，幅度不平衡都会导致解调信号的星座图恶化。
 图七 正交生成在 RF(a),Lo(b)
为了更好理解 I/Q 不平衡对信号的影响，设定输入信号为 Xin(t)=acosῳct+bsinῳct, a 和 b 可以任意为+1 或者-1，假设 I/Q 两路相位是相等的，即：
 和 Ɵ 代表指增益和相位差，输入信号分别乘以 Lo 的两个相位，加上低通滤波器，可以得到如下结果。
 图 8(a),(b)分别在星座图中标示了增益不平衡和相位不平衡的情况，为了更直观的说明 I/Q 不平衡的影响，在时域图进行分析，图(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而图(d)是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据，但是相对镜像信号(实中频)而言，边带信号(复中频)的影响非常小。
虽然相较镜像信号的影响，I/Q 不平衡的影响没有非常显著; 同样需要对 I/Q 不平衡信号做处理，除了在硬件上尽量保证 I/Q 两路信号的幅度一直和相位平衡外，通常会采用算法进行校准，TI(德州仪器)的盲校算法可以校准到近 20dB 的改善 (此处不详细描述具体的算法过程)。
 图九 I/Q 盲校结果
4. 偶次谐波(even harmonic)
传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感，而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感，简单举例，传统的高中频方案，设主信号中频为 100MHz，两个干扰信号 f1=110MHz,f2=120MH 在，三次谐波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他们离主信号都很近，而偶次谐波 f1-f2,f1+f2 等都离主信号很远，从而能够非常容易滤除，所以对零中频架构而言，偶次谐波影响就非常严重，通常以 IIP2 来定义偶此谐波，相比奇次谐波，偶次谐波的功率更大，而且不像奇次谐波，，可以通过频率规划来规避它，而偶次谐波可以产生于任何高功率的调制干扰信号，没有办法通过频率规划来避免。如图十示。
怎样抑制偶次谐波呢?简单的方法就是采用差分 LNA 和混频器，但有两个问题需要注意，首先，天线和双工器都是单端的，所以需要单端到差分的转换，比如加变压器，由于通常其会有几个 dB损耗，会引入几个 dB 的系统噪声，其次，差分的 LNA 需要更高的功耗。
 2.3 TI 零中频方案实现
TI 发布的零中频接收机 TRF3711，集成了宽带的解调器，中频 PGA，可调带宽滤波器，自适应的直流校准模块，以及 ADC 驱动放大器，配合 TI 的盲校算法，外接 LNA 模块，就可以实现在基站上的应用 (除了 MC-GSM外的应用)。
 图十二,十三，是基于 20MHz OFDM 信号的实测结果，显示 TRF3711 完全能够满足宽带信号的基站应用。
3、总结
零中频接收机天然具有易集成，低功耗，低成本等特点，但是由于其自身的技术特点，零中频接收机还没有在基站系统中广泛的应用，本文详细分析了零中频接收机的技术难点，以及相应的解决办法，结合 TI 零中频接收机方案 TRF3711 的测试结果，证明了零中频接收机在宽带系统中依然是可是实现 |
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