DC-DC变换器中一种高性能振荡电路的设计 关键词

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关键词：    DC    , 变换器    , 振荡电路
振荡器作为DC-DC变换器中的核心模块之一，要求在电源电压、温度和工艺的容差范围内产生低偏差的振荡频率和占空比。文献[1]～[3]针对DC-DC变换器的应用提出了各自的振荡器结构。文献[1]实现了频率选择功能，但未考虑MOSFET工艺波动对时钟信号的影响；文献[2]采用了电阻温度补偿的方法实现了环形振荡器在所有容差下的频率稳定，但未对占空比的容忍度进行分析；文献[3]将DC-DC变换器的外同步信号引入振荡电路，实现了宽范围内的频率可调功能。本文在DC-DC变换器所采用的传统振荡器结构[2]基础上做了如下改进：

    (1)采用双电容充放电，利用RS触发器的保持机制，实现高、低电平时间的分别控制；
    (2)在电容充电电路中，引入有源负反馈，减小电源和温度对充电电流的影响；
    (3)将DC-DC变换器的反馈电压引入该振荡器，以实现过载或输出短路情况下开关频率和导通占空比的降低[4]。

1 振荡器电路设计与分析

1.1 等效架构电路

振荡电路由CLK低电平控制电路和CLK高电平控制电路两部分构成（如图1所示），分别用来控制时钟信号CLK的低、高电平时间。VCC_A和VCC_D分别由DC-DC变换器内部的模拟电源和数字电源产生，本文设定其典型值为：VCC_A=3.3V，VCC_D=5.0V。FB为DC-DC变换器的反馈引脚，当VFBth2时，CLK频率f=110kHz，低电平占空比D=96%，用于芯片过载和短路的情况；反之，芯片工作于正常模式，两指标分别为340kHz和90%。



图2为该振荡器的工作时序波形。系统上电后，电流源I1开始为电容C1充电，比较器CMP1输出低电平（R=‘0’）；同时，电容C2两端电压不可突变，经比较器CMP3输出S=‘0’。这将迫使触发器保持系统初态(Q=‘1’)，因此CLK保持低电平。当C1上端电压达到门限Vth1时，CMP1输出变为高电平(R=‘1’)，触发器被复位（Q=‘0’），因此CLK跳变为高电平。之后，NMOS管M5和电流源I2被打开，电容C1迅速放电，电容C2开始充电，使触发器再次进入保持态直到C2上端电压到达门限Vth3。CLK端便在触发器置位→保持→复位→保持→置位的循环机制中形成周期性的方波信号。




1.2 偏置电路

通常情况下，在电容充放电的振荡机制中，频率与充电电流呈线性关系，因此，偏置电流的温度和电源压控特性直接影响振荡频率。在图3所示的偏置电路中，QB的基极电压由普通带隙基准产生的VREF(1.25V)提供。具有正温度系数的电阻RB与Vbe的负温度系数相抵消，产生温度系数很小的参考电流IREF，通过电流分配技术[5]为振荡器提供不同的偏置电流。




1.3 电压比较器电路

比较器是振荡器中的关键电路之一，其延时对高速时钟信号的周期有较大影响。图1中的电压比较器CMP1和CMP2的实现如图4所示，在两级开环比较器的输出增加两级推挽反向器，可以在不降低转换率的情况下提高负载驱动能力。




该比较器具有70dB以上的增益和100kHz的-3dB带宽，因此只有几十纳秒的阶跃响应，该性能对于中心频率为340kHz的振荡器来说，可以保证频率有良好的稳定性和可控性。

1.4 振荡器核心电路设计

图5是图1的具体实现，其中(W/L)1=(W/L)2=(W/L)3。当VFB>Vth2时，C1的充电电流为：



式(1)中，R=R1+R2+R3+R4。为了减小VCC_A和温度对I1的影响，除了采用较为精确的Triming电阻R5和R6，还加入PMOS管M2，在Q1射极端形成有源负反馈[6]，如图6的小信号电路所示。等效跨导为：
     







如果ro2>>gm、ro>>gm，则式(2)简化为Gm≈1/ro2，这表明Vin的变化大部分落在M2上，从而使M1电流和充电电流I1保持稳定。

在I1支路中串联一个二极管连接的M4管，在RAMP端产生与CLK同步的用于电流模式DC-DC变换器的斜坡补偿信号。通过1.1中振荡机制的分析可得CLK的低电平时间（不考虑比较器延时）为：


   
图5中，充电电流I2由偏置电压VBais1决定，结合图3和图4中的尺寸关系（不考虑沟道调制效应），可得：
   



CLK的高电平时间（忽略反向器延时影响）为：


   
其中，Vth3为反向器INV的翻转电平。

因此，CLK频率和占空比的计算公式为：
   


观察式(1)、式(3)～式(6)可以发现：根据芯片所需的频率和占空比选定电容，且反向器采用标准数字单元，则I1的确定通过调节R1～R6的阻值及比例实现，I2由M8的尺寸确定。从而分别实现CLK信号低、高电平的简单可控。

2 仿真结果分析与讨论

基于UMC 0.6μm BCD工艺，用HSPICE在-40℃～+85℃、三种电源(VCC_A vs.VCC_D=3.0V vs.4.5V；3.3V vs.5.0V；3.6V vs.5.5V)以及5个MOSFET工艺（TT、FF、SS、FS、SF）波动的环境下对振荡器进行仿真验证，给电源施加阶跃激励、FB施加线性上升 (0～0.9V)电压，得到图7所示两种情况(下标L代表110kHz，H代表340kHz）的f-T、D-T特性曲线。表1给出了三种不同电源下的振荡频率和占空比。




图7表明，一方面频率随温度的变化并未呈现近似的线性关系，而是有峰值的出现，这是因为电阻、电容和MOSFET的温度系数是非线性的。在低温时，f表现为正温度特性，在0℃附近，f转为负温度特性。另一方面，占空比与温度接近线性关系。对于PWM型DC-DC变换器来说，输出电压是开关信号占空比的函数。因此，该线性关系有利于变换器温度性能的调节。

将最坏情况下的数据列于表2中。统计结果表明，该振荡器对容差的容忍度较好，适用于输入电压范围较宽的DC-DC变换器的低成本设计。





本文提出了一种用于DC-DC变换器的振荡电路，并对其电路特点和性能进行了详细分析和仿真。结果表明，芯片过载时具有自动降频保护功能，在偏置电流、电源电压、温度以及MOSFET工艺容差下有良好的频率和占空比稳定性，且占空比与温度的近似线性关系对于DC-DC变换器来说有利于开关信号对输出电压的调节。