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引言
数字化中频(DIF)频谱分析仪在高中频实现数字化处理，具有分析带宽大、RBW小、测量时长短，可对复杂信号实施时—频分析的功能，因而得到越来越广泛的应用。但由于现有的数字信号处理器(DSP)处理速度有限，往往难以对高速率A/D采样得到的数字信号直接进行实时处理。为了解决这一矛盾，需要采用数字下变频(DDC)技术，将采样得到的高速率信号变成低速率基带信号，以便进一步的分析处理。用现场可编程阵列(FPGA)来设计数字下变频器有许多好处：FPGA在硬件上具有很强的稳定性和极高的运算速度，在软件上具有可编程的特点，可以根据不同的系统要求，采用不同的结构来完成相应的功能，具有很强的灵活性，便于进行系统功能扩展和性能升级。
数字下变频
数字下变频的主要目的是经过数字混频将A/D转换输出的中频信号搬移至基带，然后通过抽取，滤波完成信道提取的任务。因此，数字下变频器由本地振荡器(NCO)、混频器、抽取滤波器和低通滤波器组成，如图1所示。
图1 数字下变频原理图
A/D变换后的信号分成两个信号，一个信号乘以正弦序列(同相分量)，下变频至零中心频率上，通过抽取滤波器、整形低通FIR滤波形成与原信号相位相同的信号；另一路信号乘以经过90度相移的正弦序列(正交分量)，同样是下变频至零中心频率上，再通过相同的抽取滤波器、整形低通FIR滤波器，形成与原信号正交的信号。这样，DDC输出的低速率、零中频的正交的两路信号送往DSP等数字信号处理器进行后续的数字处理。
DDC的FPGA
以某中频数字化接收机为例来说明如何实现基于FPGA的数字下变频器。输入信号为中频26MHz，带宽500KHz的调频信号，该信号经过A/D变换之后送到DDC(A/D采样精度为8位，采样率20MHz)，要求DDC将其变换为数字正交基带信号，并实现10倍抽取，即输出给基带处理器的数据速率为2MSPS，最后再经过16阶FIR滤波器进行信号整形。
NCO的实现
NCO采用直接数字合成(DDS)的方法实现，目前常见的技术有查表法和CORDIC计算法，本设计采用查表法来实现NCO，其原理图如图2所示。
图2 NCO原理图
32位累加器由一个32位的加法器和一个32位寄存器组成，在时钟的作用下，加法器通过寄存器将输出数据送入到加法器的一个输入端，与32位的频率控制字进行相加运算，得到一个有规律的相位累加结果。由于正弦值在一个周期内取有限个采样值，大于2pi部分的正弦值只是这有限数值的重复出现，因此，当累加结果大于FFFFFFFFH是，不需产生进位，而是重新从00000000H开始累加。为了减小ROM的容量，根据相位截断技术，取累加器输出的高10位作为查表地址，但是这种实现方式，在降低成本的同时，也引入了杂散分量，影响了NCO的纯度。正弦值ROM中存储的是预先计算好的正弦波幅值，利用正弦波的对称特性，只需存储四分之一周期的幅值，再通过相应的转换即可恢复出整个周期的幅值。同时，由于余弦波和正弦波相位差为pi/2，可以很容易的实现余弦信号。其关键部分的VHDL代码如下：
process
begin
wait until clk=’1’;
if add(8)=’0’ then
address<=add(7 downto 0);
else
address<=”11111111”-add(7 downto 0);
end if;
if add(9)=’0’ then
qou(7)<=’0’;
qou(6 downto 0)<=q;
else
qou(7)<=’1’;
qou(6 downto 0)<= ”1111111”-q;
end if;
end process;
抽取滤波器的实现
CIC积分梳状滤波器是实现高速抽取非常有效的单元。CIC滤波器的系统函数为：
式中D即为CIC滤波器梳状部分的延迟，滤波器系数都为1。从上式可以看出CIC滤波器的实现非常简单，只有加减运算，没有乘法运算，FPGA实现时可达到很高的处理速率。但是，单级CIC滤波器的旁瓣电平只比主瓣低13.46dB，这就意味着阻带衰减很差，一般是难以满足实用要求的。为了降低旁瓣电平，可以采取多级CIC滤波器级联的办法解决。在CIC滤波器的实现过程中，需要给内部寄存器提供足够的位宽，其计算公式为：
其中N为级数，M为延迟，R为抽取倍数。
本设计中，CIC滤波器需要完成10倍的抽取，采用4级级联来实现，由于输入、输出数据均为8bit，故内部寄存器所需的最大位宽为，旁瓣容限可达到4×13.46=43.44dB。 |
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