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采用CMRC结构的Ka波段 四次谐波混频器设计

采用CMRC结构的Ka波段 四次谐波混频器设计

1  引言毫米波混频器是毫米波通信、测量、雷达、电子对抗等系统中不可缺少的关键部件。当系统使用频率进入毫米波频段后,对应的基波混频器的本振源制作难度较大,成本较高。从降低成本、利用现有成熟技术的角度考虑,采用谐波混频可以降低本振的工作频率,而且可得到相当于基波平衡混频器的噪声性能,在毫米波频段被广泛应用。

2  谐波混频器原理谐波混频主要是利用二极管的非线性得到本振的n(2,4,6……)次谐波和射频混频,再由匹配电路,滤波电路选出所需中频。通常采用反向并联二极管对,使输出电路中,射频只与本振的偶次谐波混频,谐波成分比单管混频减少一半,而幅度却比单管大一倍。奇次本振只在管对内部,输出电路中没有本振的奇次谐波,这样既简化了电路,减少了噪声,同时大大降低了变频损耗。整体原理框图如下:


图1  谐波混频原理框图



3  紧凑微波谐振单元(CMRC)滤波器低通滤波器是现代通信系统中的关键部分,传统微带低通滤波器采用高低阻抗线或开路线结构,受传输线最高阻抗的限制,它们阻带窄,寄生通带影响大。针对这些缺点,现代微带低通滤波器着重研究光子带隙(PBG)或缺陷地(DGS)两种结构,通过这些结构具有的等效电容和等效电感,实现了非常高的阻抗,从而大大提高了滤波器的性能,同时还具有宽带阻和慢波特性。

根据传输线理论,无耗线的波速 LC是单位长度的分布串联电感、分布并联电容。通过增大LC就能减小波速v,得到慢波特性。

对于慢波结构,频率f变化时,由于波速v较小,波长λ相对变化小,对结构的影响小。另一方面,对于同一频率,慢波结构的波长λ小,则相应的结构尺寸也小。CMRC低通滤波器的几何结构如图2:


图2  CMRC低通滤波器



它包括两端50欧匹配线,中间一根长水平传输线,八根水平耦合线和四根垂直补偿线,这些细线大大增强了电感,而平行线之间的缝隙又增大了传输线的电容。电容电感的增加使得这个结构具有慢波特性,而且这些各种不同的电容电感产生了多个传输零点,使得电路具有宽阻带的效果。等效电路如图3。


图3  CMRC滤波器等效电路


这里电感L1L2L3代表横向细微带,L4L5代表纵向细微带。电容C1C2表示微带线之间的耦合电容,C3C4C5表示微带与地之间的电容。

4  电路设计及仿真本设计采用RT/duroid 5880 高频基片,基片厚0.254mm,介电常数2.2。它采用增强型聚四氟乙烯材料,具有低损耗、低吸湿、同向性、频率一致性以及良好的抗腐蚀性,广泛应用于毫米波电路设计。二极管选用DMK2308是砷化镓肖特基反向并联二极管管对,它主要应用于20~100GHz,具有低结电容和低串联电阻。

射频中心频率freq_RF=37.5GHz,射频功率P_RF=-10dBm;本振中心频率freq_LO=9.6GHz,本振功率P_LO=10dBm。

4.1  波导-微带过渡设计目前常用的波导-微带过渡结构有:阶梯脊波导过渡、鳍线过渡、耦合探针过渡等。它们带宽都较宽(10%~20%带宽内回波损耗在15dB以下),插入损耗小。阶梯脊波导过渡加工复杂;耦合探针过渡波导出口方向与电路平行,不满足很多系统的结构要求;鳍线过渡可视为准平面结构,直接印刷在基片上,简单方便。本文就是采用双面鮨线过渡结构,如图4:


图4  波导~微带鮨线过渡



渐变方式采用余弦平方结构:
   

这里W(z)是渐变线宽,b是波导窄边宽度(3.556mm),w是50欧微带线宽度(0.76mm),L是渐变段总长(13mm)。图中右下方的120度金属弧块是为了降低谐振频率,确保其落在有用通带之外。上下两边的通孔条带是为了阻断纵向电流,减小通带损耗。三维电磁场仿真软件HFSS仿真结果如图5:

圆弧块使鳍线过渡的谐振点落在30GHz以下,确保其偏离有用频段34GHz~40GHz。在30GHz~40GHz带宽内,鳍线过渡段插入损耗小于0.15dB,回波损耗在20dB左右,使射频信号由波导几乎无损耗的过渡到微带部分。


图5  波导-微带过渡



4.2  中频低通滤波器设计对于中频输出端,应该通中频IF(=4*LO-RF=900MHz)。主要阻止本振(9.6GHz)、射频(37.5GHz)、本振奇次谐波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射频与偶次本振的谐波(RF-2LO=18.3GHz)。

为了更好的实现上面的要求,这里选用了两个CMRC级联的形式,如图6


图6  两级CMRC中频端滤波器



第一级中间窄带长度选7.6mm,它在9.6GHz处有20dB的抑制。第二级中间窄带长度选2.6mm,它对15GHz~100GHz的频率都有比较好的抑制。级联后HFSS仿真结果如图7


图7  中频端滤波器仿真结果



级联后过渡带更加陡峭,对要求阻断的频点有了更好的抑制。与传统高低阻抗滤波器相比,尺寸减小了15mm,对28.8GHz、37.5GHz更多抑制了20dB左右。而且高低阻抗线设计的滤波器在0~50GHz范围内约有3、4个寄生通带,影响了整个系统的带宽,而本设计完全消除了这些寄生通带。

4.3  本振滤波器设计在本振输入端,应该通本振(9.6GHz),阻射频(37.5GHz)、本振奇次谐波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射频与偶次本振的谐波(RF-2LO=18.3GHz)。
同中频低通滤波器设计类似,也采用两个CMRC级联形式,其中一级长度也选2.6mm,二级长度选1.6mm,级联后HFSS仿真结果如下:


图8  本振端滤波器仿真结果



它对20GHz以后的频率都有了20dB以上的抑制,很好满足了设计的要求。

5  整体电路设计最后,经过优化设计的整体电路如图9。电路左侧为射频输入,右侧为本振输入,中频由上端输出。


图9  整体电路加工图



结合HFSS和ADS,仿真得变频损耗随射频输入频率变化结果如图10:


图10  Ka波段四次谐波混频器变频损耗



由图可见,15dB以下变频损耗带宽约有4.5GHz,最低变频损耗为7.2dB。

6  总结本文介绍了谐波混频器的基本原理,分析了CMRC结构的慢波、宽带阻特性,据此设计出一种性能良好的Ka波段宽频带四次谐波混频器。变频损耗在15dB以内的带宽有4.5GHz。在射频频率37.5GHz,本振功率10dBm,中频频率900MHz时,变频损耗为7.2dB。实验研究工作正在进行中。


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