一种推挽逆变车载开关电源电路设计方案 开关电源, 直流电源, 现代汽车, 蓄电池, 种类

苹果也疯狂

本文提出了一种推挽逆变车载开关电源电路设计方案。该方案在推挽逆变-高频变压器-全桥整流设计的基础上，利用24VDC输入-220VDC输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计了一种高频推挽变压器。最后经实验证明，本方案所设计的推挽变压器特别适用于低压大电流输入的中小功率场合，达到了预期的效果。

0引言

随着现代汽车用电设备种类的增多，功率等级的增加，所需要电源的型式越来越多，包括交流电源和直流电源。这些电源均需要采用开关变换器将蓄电池提供的+12VDC或+24VDC的直流电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC，后级再经过DC-AC变换器转换为工频交流电源或变频调压电源。对于前级DC-DC变换器，又包括高频DC-AC逆变部分、高频变压器和AC-DC整流部分，不同的组合适应不同的输出功率等级，变换性能也有所不同。

推挽逆变电路以其结构简单、变压器磁芯利用率高等优点得到了广泛应用，尤其是在低压大电流输入的中小功率场合；同时全桥整流电路也具有电压利用率高、支持输出功率较高等特点。鉴于此，本文提出了一种推挽逆变车载开关电源电路设计方案。该方案在推挽逆变-高频变压器-全桥整流设计的基础上，进一步设计了24VDC输入-220VDC输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计相应的推挽变压器。

1推挽逆变的工作原理

图1给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC-DC变换器的基本电路拓扑。通过控制两个开关管S1和S2以相同的开关频率交替导通，且每个开关管的占空比d均小于50%，留出一定死区时间以避免S1和S2同时导通。由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为交流高频低电压，送至高频变压器原边，并通过变压器耦合，在副边得到交流高频高电压，再经过由反向快速恢复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。由于开关管可承受的反压最小为两倍的输入电压，即2UI，而电流则是额定电流，所以，推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。


图1：方案设计总体拓扑电路图

当S1开通时，其漏源电压uDS1只是一个开关管的导通压降，在理想情况下可假定uDS1=0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变压器初级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中，变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2两端，从而引起大的关断损耗，变换器的效率因受变压器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为吸收电路，用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路，在S1和S2两端都反并联上续流二极管FWD.

2开关变压器的设计

采用面积乘积（AP）法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，期望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

（1）计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

3推挽逆变的问题分析

3.1能量回馈

主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。


图2：推挽逆变能量回馈等效电路

图2（a）为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1流入电源UI负极，即地，此时FWD1不导通；当S1关断时，S2未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并通过变压器耦合使得S2的端电压下降，此时与S2并联的能量恢复二极管FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2（b）；FWD2导通，把反激能量反馈到电源中去，如图2（c），箭头指向为能量回馈的方向。图3所示为AP法设计开关变压器电路理想工作波形。


图3：开关变压器电路理想工作波形图

3.2各点波形分析

当某一PWN信号的下降沿来临时，其控制的开关元件关断，由于原边能量的储存和漏电感的原因，漏极产生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC缓冲电路，使其最终稳定在2UI附近。

当S1的PWN信号下降沿来临，S1关断，漏极产生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通，形成能量回馈回路，此时S2漏极产生较高的冲击电流，见图4.



图4：S2漏极产生较高的冲击电流图

3实验与分析

3.1原理设计

图5为简化后的主电路。输入24V直流电压，经过大电容滤波后，接到推挽变压器原边的中间抽头。变压器原边另外两个抽头分别接两个全控型开关器件IGBT，并在此之间加入RC吸收电路，构成推挽逆变电路。推挽变压器输出端经全桥整流，大电容滤波得到220V直流电压。并通过分压支路得到反馈电压信号UOUT.


图5：推挽DC-DC变换器主电路图

以CA3524芯片为核心，构成控制电路。通过调节6、7管脚间的电阻和电容值来调节全控型开关器件的开关频率。12、13管脚输出PWM脉冲信号，并通过驱动电路，分别交替控制两个全控型开关器件。电压反馈信号输入芯片的1管脚，通过调节电位器P2给2管脚输入电压反馈信号的参考电压，并与9管脚COM端连同CA3524内部运放一起构成PI调节器，调节PWM脉冲占空比，以达到稳定输出电压220V的目的。

3.2结果与分析

实验结果表面，输出电压稳定在220V，纹波电压较小。最大输出功率能达到近600W，系统效率基本稳定在80%，达到预期效果。如下表1所示。




其中，由于IGBT效率损耗较大导致系统效率偏低，考虑如果采用损耗较小的MOSFET，系统效率会至少上升10%~15%.

注意事项：

（1）变压器初级绕组在正、反两个方向激励时，由于相应的伏秒积不相等，会使磁芯的工作磁化曲线偏离原点，这一偏磁现象与开关管的选择有关，原因是开关管反向恢复时间的不同>可导致伏秒积的不同。

（2）实验中，随着输入电压的微幅增高，系统损耗随之增大，主要原因是变压器磁芯产生较大的涡流损耗，系统效率有所下降。减小涡流损耗的措施主要有：减小感应电势，如采用铁粉芯材料；增加铁心的电阻率，如采用铁氧体材料；加长涡流所经的路径，如采用硅钢片或非晶带。

4结论

本方案利用24VDC输入-220VDC输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计了一种高频推挽变压器。实验结果表明，本方案使输出电压稳定在220V并具有一定的输出硬度，效率达到80%，特别适用于低压大电流输入的中小功率场合。