功率MOSFET的应用问题分析（5）

掘金小分队

问题13：使用如下电路，用CPU的GPIO口直接控制一个MOSFET管，MOSFET作为后端负载的开关，这种应用有什么风险？

回复：检查VCC以及MR34/MR35分压后的电压值VGS，VGS绝对值要比MQ1的VTH高，才能保证MOSFET完全打开，否则后面的系统可能不工作；同时，检查GPIO口的驱动能力，是否满足驱动的要求。如果很小，最好用GPIO口驱动一个三极管的B极，三极管的集电极C下拉MOSFET的G极。
由实际的浪涌电流，再调整MC11值，以及MR34/MR35值。在PCB设计时，MQ1的D，S用大铜皮连接，如果多层板，在多个层放铜皮，用多个过孔，分别进行连接。



问题14：想请教一个有关MOSFET的关断时DS电压振荡的问题，在同一个电路上测试了两个不同厂商的30V的MOSFET，得到了关断时不同的DS电压波形，如下图。可以看到器件1的尖峰较高，但是振荡抑制的很快；器件2的尖峰较低，但是振荡抑制的较慢。因为是在同一块PCB上测量的，所以电路的寄生电感，电阻等参数是不变的，现在只有器件不同。这种尖峰是电路上的寄生电感和MOSFET的电容谐振引起，但是不明白具体是这两个器件哪个参数的差别，会使得这种振荡表现这么不同。是否能够从器件数据的某些参数对比来选择一款实际应用峰值较低，振荡又能快速消除的MOSFET呢？


回复：这样的振荡波形，对于一个电源的工程师来说，经常看到，在这里，首先谈一下测量方法的问题：
（1）如同测量输出电压的纹波一样，所有工程师都知道，要去除示波器探头的帽子，直接将探头的信号尖端和地线接触被测量位置的两端，减小地线的环路，从而减小空间耦合的干扰信号。
（2）带宽的问题，测量输出电压纹波的时候，通常用20MHZ的带宽，但是，测量MOSFET的VDS电压时候，用多少带宽才是正确的测量方法？事实上，如果用不同的带宽，测量到的尖峰电压的幅值是不同的。
具体原则是：①确定被测量信号的最快上升Tr和下降时间Tf；②计算最高的信号频率：f=0.5/Tr，Tr取测量信号的10%~90%；f=0.4/Tr，Tr取测量信号的20%~80%；③确定所需的测量精确度，然后计算所需的带宽。


在上图波形中，被测量信号最快的下降时间为2ns（10%~90%），判断一个高斯响应示波器在测量被测数字信号时所需的最小带宽：f=0.5/2ns=250MHz。
若要求3%的测量误差：所需示波器带宽=1.9*250MHz=475 MHz；若要求20%的测量误差：所需示波器带宽=1.0*250MHz =250MHz。因此，决定示波器带宽的重要因素是：被测信号的最快上升时间。注意：示波器的系统带宽由示波器带宽和探头带宽共同决定。


    高斯频响的系统带宽：( 示波器带宽2 +探头带宽2)1/2/2


    最大平坦频响系统带宽：min(示波器带宽，探头带宽)


VDS的振荡波形由PCB寄生回路电感和MOSFET的寄生电容形成高频谐振而产生的，在寄生电感值一定的条件下，寄生电容越小，振荡的频率越高，幅值也越高，同时，振荡的幅值和回路的初始电流值相关。特别注意的是：寄生电容Coss不是线性的，随着电压的增大而减小，因此，可以的看到波形振荡的频率并不是固定的。
VDS的高频振荡是无法消除的，增加Coss或在D、S极外部并联电容，可以降低振荡的频率和幅值，Snubber电路也是利用这个原理，抑制电压的尖峰。






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问题15：功率MOSFET的耐压为什么是正温度系数？温度高，功率MOSFET的耐压高，那是不是表明MOSFET对电压尖峰有更大的裕量，MOSFET更安全？
回复：随着温度的升高，晶格的热振动加剧，致使载流子运动的平均自由路程缩短。因此，在与原子碰撞前由外加电场加速获得的能量减小，发生碰撞电离的可能性也相应减小。在这种情况下，只有提高反向电压，进一步增强电场，才能发生雪崩击穿，因此雪崩击穿电压随温度升高而提高，具有正的温度系数。
MOSFET耐压的测量基于一定的漏极电流，温度升高时，为了达到同样的测量漏极电流，只有提高电压，表面上看起来，测量的耐压提高了。但是，MOSFET损坏的最终原因是温度，更多时候是局部的过温，导致局部的过热损坏，在整体温度提高的条件下，MOSFET更容易发生单元的热和电流不平衡，从而导致损坏。


问题16：使用下图的电路，进行不同电平信号间的转换，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O属于I/O双向传输。SIM_DATA为输入信号，可以理解：SIM_DATA为高时，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收为5V信号；SIM_DATA为低时，Q7导通，SIM_CARD_I/O接收为低电平信号。当SIM_DATA为输出信号时，如何理解SIM_CARD_I/O输入为低电平信号？
      
回复：功率MOSFET的电流可以从D到S，也可从S到D，只是从S到D是不可控的，此时，体内寄生的二极管导通。当功率MOSFET作同步整流管时候，通常也是寄生二极管先导通，然后栅极信号驱动MOSFET的导通：沟道导通，用以减小导通损耗。
        SIM_DATA为输出信号时，SIM_CARD_I/O为低电平，Q7体内寄生二极管导通，信号SIM_DATA也拉低，接收低电平信号。SIM_CARD_I/O输出高电平5V时，Q7体内寄生二极管截止，信号SIM_DATA上拉到3.3V，接收高电平信号。


问题17：超结型高压功率MOSFET的UIS雪崩能力为什么比平面工艺低？
回复：参考文献，超结型高压功率MOSFET结构工作原理，今日电子：2013.11


问题18：功率MOSFET的损坏模式有那些？如何判断MOSFET的损坏方式？
回复：参考文献，开关电源中功率MOSFET损坏模式及分析，电子技术应用：2013.3


问题19：功率MOSFET的数据表中dv/dt为什么有二种不同的额定值？如何理解体二极管反向恢复特的dv/dt？
回复：在反激电源中，原边主开关管关断过程中，VDS的波形从0开始增大，因此产生一定的斜率dv/dt，同时产生电压尖峰，就是寄生回路的电感和MOSFET的寄生电容振荡形成的。这个dv/dt会通常通过米勒电容，耦合到栅极，在栅极上产生电压，如果栅极电压大于阈都电压，MOSFET会误导通，产生损坏，因此，要限制MOSFET关断过程中的dv/dt，
    另一种情况，就是在LLC，半桥和全桥电路，以及同步BUCK的下管，当下管关断后，下管的寄生二极管先导通续流，然后对应的上桥臂的上管开通，二极管在反向恢复过程中，也会产生dv/dt的问题。通常，二极管反向恢复的dv/dt额定值，远小于MOSFET本身的dv/dt额定值。
通
常，在二极管在反向恢复过程中，如果存储的电荷没有完全清除，二极管也就是下管，是不能承受压降的，下管相当于短路，那么，在上管开通的过程，电源的电压
就只能加在回路的杂散电感上：下管短路，输入电流要急剧增加，回路的杂散电感将限制电流增加，因此，电源的电压就只能加在回路的杂散电感上，这个过程持续
时间越长，短路电流冲击越大，MOSFET就可能在二极管的反向恢复过程中，发生损坏。至于损坏的是上管还是下管，取决于那个功率的抗冲击能力强。
二极管的反向恢复，参考文献：理解功率MOSFET体二极管反向恢复特性，今日电子：2012.11


问题20：AOD2922_10用于BOOST电路，LED背光驱动器，发现其中有一颗MOSFET失效，G、D、S短路，继续工作一些时间后，D、S又变成开路，为什么？
回复：开始的失效发生在硅片内部，应该是内部D、G击穿，从而导致G、D、S短路，继续工作一些时间后，由于大电流的冲击，导致S和硅片的连线熔化烧断开，因此，D、S开路。


问题21：在应用中会存在米勒平台掉沟的现象，这个掉到开启电压以下是否存在风险？
         
回复：如果是反激的DCM，没有影响，如果是反激的CCM，系统容易不稳定，影响MOSFET的安全性。如果是PFC的多管并联工作，那么，MOSFET在开通过程不能很好的均流，损坏的风险很大。


问题22：在一些应用中常用几个MOSFET并联扩流或散热，当用有保护的电源调试系统时不小心电路出了问题时通常只会烧一个管，如何判断是那个MOSFET损坏？
回复：用万用表打在电阻挡，检测每个MOSFET的D-G的电压，红笔接D，电阻最小的那个MOSFET就是损坏的那个。


问题23：480W的隔离电源模块中，是原边全桥整流管。模块输入电压51V~56V DC，额定输出10.8V，48A。这次坏掉的是一个桥臂上的两颗管子。在应用时因为外围电路异常造成二次侧电流反灌到原边整流管，电流从Source流向Drain的状态。结合FA报告中的Source面上的烧毁痕迹，原因分析是电流的EOS，能否证明是因为电流从S往D流动造成source烧掉？
回复：对于同步整流，输出的反灌电流是最恶劣的一种条件，在设计的过程中要尽可能的减小输出的反灌。
(1) 输出反灌形成输出整流管的雪崩，导到输出同步的整流管损坏，当然，取决于输出同步的整流管的雪崩能力，以及反灌电流形成的负向电流的大小。(2) 输出反灌电流会影响原边MOSFET工作。当输出形成反向电流的时候，若Q1/Q2是一个半桥臂，Q1为上管，Q2为下管；Q3/Q4是另外一个半桥臂，Q3为上管，Q4为下管；若不是全桥移相软开关，而是平常的PWM工作，由于是输出是反向电流，因此当Q1/4导通前，电流从Q1/4二极管中流过，而且Q1/4导通后，会从Q1/4沟道流过，当副边输出电感的能量足够大时，其原边电流不足以反向，因此Q1/4关断后，电流还得从Q1/4二极管中流过，经过死区时间后，Q2/Q3导通，此时，由于Q1/4二极管中流过电流时间长，电流也比较大，而且死区时间短，对于一些MOSFET的二极管，反向恢复的时间不是够的，就是Q1/4体二极管电荷没有完全恢复的话，这时，Q2/3导通，会导致上管桥直通，导到损坏。
    至于损坏的是上桥还是下桥，那就看那个管子存受短路的能力更强。同样，是损坏原边还是副边，也看那边管子的能力更强。
        -- 对于副边，是大电流关断后的电压雪崩。
        -- 对于原边，是二极管反向恢复上下桥直通形成大电流损坏。
    通常，二极管也是负温度系数，其导致损坏和开通时过线性区热量的积累导致的损坏形态比较接近，对应着二极管没有完全恢复的MOSFET形态。因些，对于这个例子，最好的办法，从设计角度来说，还是减小输出反灌电流。从器件来说，提高原边MOSFET的体二极管的反向恢复特性，可以提高原边器件的安全性，当然，最终的方法还是控制输出反灌电流，才能真正保持系统安全性。


问题24：MOSFET的电压测量时候电流是250uA，而IDSS电流只有几个uA，为什么？
回复：IDSS电流小，表明实际的漏电流小于测试规范的要求，因此是合格的。


问题25：MOSFET损坏后，阻抗变为一个中间值，有时工作有时不工作，为什么？
回复：通常MOSFET损坏后，如果电源没有电流保护，经过更大的电流冲击，导致内部的金属线熔化汽化，系统不工作后，MOSFET冷却下来，熔化汽化的金属凝固，局部的区域连通，形成较大的阻抗。MOSFET通电工作后，这些局部的连通区域又断开，MOSFET停止工作。有时也会出现这样的现象：冷却凝固后内部的金属断开，通电后金属熔化又导致内部区域连通。


问题26：测试MOSFET体内二极管的反向恢复时，IF越低，Qrr越大，电压尖峰越高，为什么？
回复：在MOSFET的体二极管导通时，电荷在P/N结积累，当二极管开始承受阻断电压时，这些电荷将被清除。如果IF低， P/N结积累的电荷水平低，清除的速度快，dv/dt就大，Cdv/dt的偏移电流就大。测试的Qrr包括和真正的Qrr以及Cdv/dt相关的少子，因此，测试的Qrr在低IF越大。