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0 引言
在中功率开关变换器中，为了提高功率密度，通常都采用提高开关频率的方式。但是随着频率的提高，开关损耗也增加，因此必须采用软开关技术来降低开关损耗。准谐振变流器可以工作在高开关频率和软开关状态下。但是，这一类零电流开关谐振技术也受到大电流、高电压或者频率调制的影响。可以在谐振电路中增加辅助开关和辅助的无源元件，实现恒频控制，降低电流和电流应力。但是，这一类电路的主要缺点就是主开关的电流应力比较高，导通损耗较大。本文提出一种新的ZCS_PWM单元电路。通过将谐振回路按照不同的方向分开，从而强制谐振电流不在所有的开关器件中流通，以降低电流应力。
l 新型ZCS_PWM工作机理分析
图1所示为传统的ZCS_PWM变换器的基本单元及其对应的ZCS_PWM Boost变换器。为了降低主开关管的电流应力，如图2所示，在传统单元电路的基础上，增加了辅助二极管Ds1和Ds2,在一个谐振周期中，谐振回路被分开了。只有半个周期的谐振电流流过每个开关管，因此减轻了S1和S2的电流应力。图3是在图2所示单元的基础上构建的ZCS_PWM Boost变换器。图4所示为图3所示Boost电路的主要仿真波形。图5所示为该电路在一个工作周期中的各个工作状态。变换器在一个开关周期内的各个工作模态分析如下。
1)[O～to]主开关S1断开，D1导通，输入电压Vin经输入电感L1向负载传递能量。
2)[to～tl] S1导通，电流由D1转向S1，S1电流以Vo／L1r的速度增长。因为L，存在，S1是零电流开通。
3)[tl～f2] S1、D1电流转换结束，L1由Vin充电储能。
4)[t2～t3] 在t2时刻，辅助开关S2导通，由Cr和，Lr构成谐振电路，当谐振进行到1／2周期时，Cr上的电压等于Vin,流经S2中的电流is2为O。因为Ds2的存在，S2为零电流关断。
5)[t3～t4] 在下半个谐振周期开始时，谐振电流流经S1和Ds1，，流经S1的电流is1开始减小。
6)[t4一t5] 当流经Ds1的谐振电流大于Iin时，S1的体二极管导通，S1实现零电流关断。
7)[ts～t6] 当谐振电流减小至Iin时，S1的体二极管关断，L1以恒流Iin对C1进行充电，当Cr上的电压达到Vin+Vo时，Ds1关断。之后，又开始下一个周期的工作。
2 新的ZCS_PWM Boost变换器族
基于前面提出的ZCS_PWM单元电路和0oost变换器，按照单元电路在Boost电路中不同的位置构建不同ZCS_PWM Boost变流器。图6所示的Boost电路就是由图3所示的Boost电路衍生出的一族ZCS_PWM Boost电路。图6中所示的单元电路的工作机理同样也可以用上述方法进行分析。通过分析可以看出，这4个结构的工作步骤与图3类似，通过在Boost电路上增加新型的辅助电路，在一个谐振周期中，把谐振回路分成两个部分，这样流过每个开关管的谐振电流只有半个周期，因此减轻了S1和S2的电流应力，同时也减小了整个电路的损耗。因为这些电路都是基于Boost电路进行构架，而且仅仅在结构上有所不同，电路整个周期的工作原理相同，于是把这5个电路归纳为同一族ZCS_PWM Boost电路。
3 实验结果
为了验证理论分析，进行了实验。按照图3中提出的Boost变换器，构建了一台1 kW的DC／DC样机。输人为DC 90~150V，输出为DC375V，开关频率为95 kHz。如图7所示，在输入电压为90V时所测得的电流波形与图4的仿真波形相吻合。图7中所示的流经开关的电流波形和整流二极管的电压波形，与驱动信号相吻合。样机的效率如图8所示。为了说明新的变换器的优点，与传统的ZCS_PWM变换器(图1)进行了比较。
表1为主要器件的参数，在满负载情况下，改进型ZCS电路的效率提高了l.5％。表1为电路中所使用的器件列表。
4 结语
本文介绍了，一族新型的ZCS_PWM单元电路。此单元电路能够降低流过器件的谐振电流，从而降低了开关管的导通电流。在此ZCS_PWM单元电路的基础上构建了更多的ZCS变换器。通过电路的衍生，一族ZCS_PWM变换器被推出。在这一族电路中，所有的变换器都能工作在零电流工作方式，从而降低了开关和二极管的电流应力，与传统的ZCS—PWM变换器相比提高了工作效率。 |
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