新颖的想法：创造一个带有较低额定输入电压控制器的150V非同步降压解决方案

look_w

在如今的许多应用中，要求的额定输入电压超过许多现有DC/DC控制器的VIN最大额定值。对此，传统的解决办法包括使用昂贵的前端保护或实现低端栅极驱动器件。这意味着采用隔离拓扑，如反激式转换器。隔离拓扑通常需要自定义磁性，且与非隔离方法相比，设计复杂性和成本也有所增加。
存在着另一种解决方案，可以通过使用VIN max（最大输入电压）小于系统输入电压的简易降压控制器来解决问题。这是如何实现的呢？
降压控制器通常来源于参考电位（0V）的偏置电源（图1a）。偏置电源来自输入电压；因此，器件需要承受全部的VIN电位。然而，因为开通P通道金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）所需的栅极驱动电压在VGS低于VIN，P通道降压控制器具有参考VIN（图1b）的栅极驱动电源。关闭P通道MOSFET则仅需简单地将栅极电压变为VIN（0V VGS）（图2）。

图1：N通道(a)的VCC偏置生成；和P通道控制器(b)

图2：P通道控制器的栅极驱动

非同步P通道控制器导出其偏置电源以驱动P通道栅极，可带来巨大的效益，并且可能实现提供悬浮在0V电位以上的虚拟接地。对于N通道高侧MOSFET，电压来自接地的参考电源。这是使用升压电容器和二极管泵送的电荷，以提供高于VIN源极电位的栅极电压。使用P通道高侧MOSFET可以显著简化该问题。要打开P通道MOSFET，栅极电位需要低于VIN的源极电位。因此，电源仅参考VIN，而非上面提到的VIN和接地。
悬浮接地
如何为控制器创建悬浮接地？这很简单，通过使用射极跟随器即可实现。图3所示为这种方案的基本实践。PNP发射极的电位为Vbe（~0.7V），低于齐纳二极管电压电位（Vz）。实质上，您可以将控制器浮动到VIN，并调节控制器的参考值，以限制VIN与器件接地之间的电压。

图3：使用简易射极跟踪器方案创建虚拟接地

输出电压转换
这里有一项挑战需要克服。由于控制器位于虚拟接地（Vz-Vbe），并产生参考接地（0V）电位的降压输出电压，因此如何才能将输出电压信号转换为位于虚拟接地上方的反馈电压（通常介于0.8V和1.25V之间）？图4说明了具体的挑战。

图4：展示VOUT（参考0V接地）与控制器的反馈电压（参考虚拟接地）之间电压电位差的示意图

要关闭环路，您可以使用一对配对晶体管以实践图5所示的电路。一匹配对将反馈信号发送至VIN；另一匹配对产生从VIN到虚拟接地之上电位的电流。

图5：非同步控制器和使用配对晶体管的馈电实践的高级原理图

综上所述
是我所述应用的理想选择，因为它是一个P通道非同步控制器，其VCC偏置电源参考VIN。在传统应用中，可承受高达75VIN的输入电压。对于输入瞬态电压远高于75V的应用，请考虑此处提出的解决方案，该输出为12V。
从控制器反馈电压1.25V开始，使用电流将反馈（Ifb）设置为1mA，使用公式1计算Rfb值：

式中，Rfb = 1.25k。
Rfb1设置电流镜的参考电流。再次以1mA作为参考电流，并使用公式2，计算Rfb1，以设置输出电压：

式中，VOUT = 12V，Rfb1 = 11.3k，Vbe为~0.7V。
当1mA流入Rfb2且发射极电流大致等于集电电流（Ie〜Ic）时，设置参考电流Iref2。环路闭合，且电压将调节到所述的设定电压。

输出电压调节
当瞬态电压显著高于的绝对最大值时，适合应用这一想法。是一个恒定导通时间（COT）控制器；因此，其导通时间（Ton）与VIN成反比。然而，当将VIN钳位到时，Ton将不再随着VIN（至功率级）的增加而调整，因为器件将具有由齐纳二极管设置的固定电压，而VIN（至功率级）将不断增大。这将导致频率下降，因为功率级输入电压的增加值超过的钳位电压；因此调节电压可能会稍微开始增加。因此，为确保以Type 1 纹波注入标准规定纹波注入电压的大小。最终，确保纹波被制定在可接受的范围内，以维持稳定性及最小化当纹波增加时的输出误差。

示例原理图
图6所示为绝对最大VIN额定值为150V的48V电源的示意图。示例可以在3A条件下提供12VOUT。

图6：使用

图7所示为从原型电路板获得的效率图，图中两大参数为效率（%）和负载电流（A）。

图7：不同输入电压下效率（%）与负载电流（A）的关系

图8所示为150VIN时的开关节点电压和电感纹波电流。

图8：通道1开关节点电压，通道4电感纹波电流

结论
您可以在系统输入电压高于器件最大输入电压额定值的应用中使用P通道非同步降压控制器。该应用的优点在于使用成本较低的控制器，且最大程度地减少了组件数量。关于降压转换器功率级的设计指导，请参见中的应用信息。