物理过程的现实使我们无法获得具有完美精度、零噪声、无穷大开环增益、转换速率和增益带宽乘积的理想运放。但是，我们期待一代又一代连续面市的放大器可比前一代的放大器更好。那么，低 1/f 噪声运放的下一步会怎么样呢?回到 1985 年，ADI的 George Erdi 设计了 LT1028。30 多年过去了，该器件依然是市面上低频条件下电压噪声最低的运放，其在 1kHz 时的输入电压噪声密度为 0.85nV/√Hz，在 0.1Hz 至 10Hz 时的输入电压噪声为 35nVP-P。直到今年，一款新型放大器 LT6018 才对 LT1028 的地位提出了挑战。LT6018 的 0.1Hz 至 10Hz 输入电压噪声为 30nVP-P，并具有一个 1Hz 的 1/f 拐角频率，但是其宽带噪声为 1.2nV/√Hz。结果是，LT6018 是适合较低频率应用的较低噪声选择，而 LT1028 则可为很多宽带
但是，与针对某个给定频段选择具最低电压噪声密度 (en) 的放大器相比，设计低噪声电路要复杂得多。如图 2 所示，其他噪声源开始起作用，不相干噪声源以平方根之和组合起来
首先，把电阻器看作是噪声源。电阻器天生具有与电阻值的平方根成比例的噪声。在 300K 的温度下，任何电阻器的电压噪声密度为 en = 0.13√R nV/√Hz。该噪声也可被视为一种诺顿 (Norton) 等效电流噪声：in = en/R = 0.13/√R nA/√Hz。因此，电阻器具有一个 17 zeptoWatts 的噪声功率。优良的运放将具有低于该值的噪声功率。例如：LT6018 的噪声功率 (在 1kHz 频率下测量) 约为 1 zeptoWatt。
在图 2 的运放电路中，源电阻、增益电阻器和反馈电阻器 (分别为 RS、R1 和R2) 均为产生电路噪声的因素。当计算噪声时，电压噪声密度中使用的 “√Hz” 会引起混淆。但是，加在一起的是噪声功率，而不是噪声电压。因此，如需计算电阻器或运放的积分电压噪声，应把电压噪声密度与频段内赫兹数的平方根相乘。例如，一个 100Ω 电阻器在 1MHz 带宽内具有 1.3μV RMS 的噪声 (0.13nV/√Ω * √100Ω * √1,000,000Hz)。对于采用一阶滤波器 (而不是砖墙式滤波器) 的电路，带宽将乘以 1.57 以捕获较高带宽范围内的噪声。如欲以 “峰至峰值” 而非 “RMS 值” 来表达噪声，则应乘以一个因子 6 (而不是对于正弦波信号所采用的 2.8)。考虑到这些因素，在采用一个简单的 1MHz 低通滤波器时该 100Ω 电阻器的噪声接近于 9.8μVP-P。
另外，运放还具有由流入和流出每个输入的电流引起的输入电流噪声 (in- 和 in+)。这些与它们流入的电阻 (就 in- 来说为 R1 与 R2 的并联电阻，而就 in+ 而言则为 R1 与 RS 的并联电阻) 相乘，凭借欧姆定律的 “魔力” 产生了电压噪声。往放大器里面看 (图 3)，该电流噪声是由多个噪声源组成的。 |
